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マルチバイブレータ回路がなぜ交互に電流を流すのかわかりません。どうやらコンデンサーに蓄えられている電荷量が変化しているらしいことはわかりましたが、「交互に」というのがいまいち理解できません。どなたかわかりやすく説明してください。お願いします。

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A 回答 (2件)

 


 
>> コンデンサ電荷の変化らしいのはわかった、 しかし交互というのがいまいち <<


 ↓これですね。
http://www.technologystudent.com/images4/multi2. …


1.
 ↓弛張(しちょう)発振を理解するときの定番のモデルです。
http://www.suginami.ac.jp/club/pcc/hoshino/img/s …
中央で静止しないわけは、流れ出す慣性のために重心移動の変化に即応できず、行き過ぎる(水の捨て過ぎと補充し過ぎ)るからです。チョロチョロ流し込む時間が振動の周期になってます。
これを二つ背中合わせにした↓が、マルチバイブレータのモデルです。
http://www.bousaihaku.com/bousaihaku2/images/ann …
水は全部こぼれる=徹底した行き過ぎです。 これも下図のように重心移動してます。B側が下がるとBの水が全部こぼれ、Aに注水されるので重心がA側にじわじわ移動、やがてシーソーが反転します。
 |
 |        ┌→→●B
 |A●→→→→┘
  ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄変位
 |
 |     ┌←←←←●B
 |A●←←┘
  ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄ ̄変位
 一般に、動きに行き過ぎ(あるいはガタ)がある系なら何でもこのタイプの発振を起こせます。例えば電磁石ベルは鐘を打つハンマーの慣性質量とコイルのインダクタンス(電気的慣性)が共に行き過ぎ役を担当してます。



2.
 ↓回路図
http://tsystemselectronics.com/images/products/a …
http://www.mononagrove.org/mgonline/electronics% …

( 余談ですが念のため; もともとFlipFlopはambiguousな日常語で自走マルチをも含意してます。なのでformalな表現では、端的に bistable circuit 双安定回路 と言います。 )
閑話休題。


 半分の図です。

  電 源 電 圧
  |    │  
  Rc    Rb↓ Rb電流が水チョロチョロ。
  |    |
  |    |   右トランジスタのベース。
  ├─C─┴─┐ ベースは整流器であり
  |       │ 電位は+側に上昇できない。
  \        ▽ しかしマイナス側に下が
  |       | るのは自由。
  ┷       ┷
左側のトランジスタ。
接地したり離したりしている。
上図は離れてるのでCはRcで充電される。
その充電電流はRc→C→ベース→グランド。
Rcは小さくしてあるので充電は素早くて
電位は 短時間に電源電圧まで上昇する。


  ↓ そのあと左トランジスタがオンすると、


  電 源 電 圧
  |    │  
  Rc    Rb↓ Rb電流は水チョロチョロ。
  |    |
  |    |   
  ├─C─┴─┐ ベースは整流器であり
  |       │ 電位は+に上昇できないが
  |        ▽ マイナス側に下がるのは
  |       | 自由。
  ┷       ┷
左トランジスタがオンすると、
(*)
コレクタの電圧が電源電圧からグランドに急降下す
るので Cを通じて 右のベース電位も同じく急降下する。
今までプラス電位ギリギリだったのがマイナス電位に
急降下するので右トランジスタはオフする。
その後、
ししおどしの水チョロチョロと同じく CはRbでチョロ
チョロ充電される。ベースの電位が回復すると今度は
右トランジスタがオンして 上記の(*)の所に戻り、
左右の立場が入れ替わって繰り返す。


 以上です、電子回路に慣れてない人にとっては、Cが縦になってないだけで もうワケワカかも知れませんが。




3.
上記の「電圧が急変化するとCを通じて反対側も同じ変化が…」の理由の説明。
キャパシタ両端の電位差 V と蓄積電荷量 Q は単純に比例関係です。
  V ∝ Q
時間微分して
  dV/dt ∝ dQ/dt = 電荷の変化速度
右辺はキャパシタを通り抜ける電流であることはおわかりと思います。
  dV ∝ (通る電流)dt  …(3.3)
式を 『 もし通る電流が一定な状況ならば、変化時間dtが小さいほど電圧変化dVは小さい 』 と読みます。
 これによれば、
トランジスタが急激にオンして急降下する電圧波形が キャパシタの片端に加わると (両端の電圧は殆ど変化しないので) 反対端にほとんど同じ急降下波形が現れる、となります。 その際の「通る電流」は 急降下電圧振幅と キャパシタの反対側に居るRbで決まります。 端的に言うと「キャパシタは変化分だけを通す、直流は通さない」です。


 ということで、
意外でしょうが この瞬間のキャパシタ電荷は殆ど不変ですので、電荷∝水量 のアナロジーは成り立ちません。そのアナロジーにこだわると正しい理解に至れませんので要注意です。
 「しし脅しの水量」に対応してるのは「キャパシタの電荷」じゃなくて「キャパシタ片側をグランド基準に見た電位」なのです。その正負に応じてトランジスタスイッチがオン/オフします。 また、「水が全部こぼれる行き過ぎ」に対応してるのは「ベースの電位が負に大きく急降下する」ところです。




4.以下余談

トランジスタのスイッチ動作は、
部屋の壁に付いてる電灯のスイッチに似てまして、
http://www.411homerepair.com/ideas/Electrical_Wi …
http://eed.stef.teicrete.gr/labs/epsl/site%20pic …
指で上下させる出っ張りがベースの電位のようなものです。
  グランドより上だと接点がつながる。
  グランドより下だと接点が離れる。
と、
単純なものです。


 発振回路のタイプは、
バネと質量の共鳴振動を利用する Harmonic Oscillator、
行き過ぎや弛(たる)みを利用する Relaxation Oscillator
に大きく二分されます。
前者の代表例は水晶。原子レベルの結晶格子の振動そのものではなくマクロな形状の共振です。
後者の和名は 弛張(しちょう)発振で、代表例がこのマルチバイブレータです。


 マルチバイブレータ回路は「最初の一撃」がないと動き始めません。それは電源の素早い立ち上がりです。もし電源電圧がゆっくり上昇すると起動しません。そのプロセスは;
 電源の上昇による d(電源電圧)/dt の電流がキャパシタを通って両トランジスタのベースに流れ込み、両トランジスタは普通のアンプの状態になります。こうなれる程度にベース電流がないと、つまり電源電圧変化が速くないと、起動できません。
 で、アンプなので両方とも相手から来たのを反転拡大して相手に渡します(コンデンサは変化するものはそれなりに通します)ので、些細な動きが加速的に拡大されて、大きな動き つまりどっちか片方が完全オンで他方が負けて完全オフになります。これが起動です。
 この「些細な動きの急拡大」は反転のたびに起きます。

 抵抗値が 十分に Rc<Rb であることも必要です。
そのわけは、オフ時の Rc充電が終わる前にオンになると コレクタ振幅が小さい。 続くRb充電の時間内に前回よりRc充電が不足だと、次回の振幅がさらに減り、やがて発振が止まってしまうからです。

 なお、「最初の一撃」が無くても立ち上がれる弛張型もあります。


 エレクトロニクス的な解説は検索すれば豊富にありますが不肖私の回答の中から;
↓周波数の詳細を話してたようで。
http://oshiete1.goo.ne.jp/kotaeru.php3?q=692084& …
↓「木を語るのか森を語るのか」
http://oshiete1.goo.ne.jp/kotaeru.php3?q=1386547 …
 
 
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この回答へのお礼

非常に詳しい回答をありがとうございます。
しばらく考えて見ます。
なんとなくわかったような気がしますので、あまり深入りせずに、いくつか回路を組んでみようと思います。
電子回路は奥が深いですね。

お礼日時:2005/12/28 23:01

一言での説明は、ここ々では無理です。


「マルチバイブレータ」でインターネット検索してください。すぐに解説サイトが出てきます。

種類も、無安定、単安定、双安定があります。

用語検索は自分でしましょうね、なるべく。
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この回答へのお礼

お礼が送れて申し訳ありません。
検索するとサイトは複数あるのですが、知識と理解がついていきません。
もう少し調べてみます。

お礼日時:2005/12/28 22:52

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是非お願いいたしますm(__)m。

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こんにちは。
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1,C1に+5V充電されていて、Tr1がONになった瞬間C1の+側が0Vになることで-側が-5Vになる。
Tr1を単なるスイッチにおきかえれば,R1は除去できて,R2とC1が直列になった回路でC1とTr2のベース・エミッタ間(ダイオード)が並列になっているようなものです.
C1は充電されていたのに,いきなり0Vと接続されてしまうのですから,いわばショートされたようなものですね.C1を電池として考えると
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2,Tr2がOFFになる。
このときTr2のベース電圧は・・っていうと最初は-5Vくらいまで下がりますけど,C1が放電されていくにつれて次第に電圧が上がってきます.
これがリンク先にあるB2-Eが斜めに上昇している部分のうち0Vより下の部分です.
C1が放電されきって端子間の電圧が0Vになっても止まらず,電池からR2を通して逆向きに充電されていきます.(空のコンデンサをR2と直列にして電池とつないだと考えてください)
これがB2-Eが上昇している部分のうち0Vより上側になっている部分です

充電が進むにつれてC1の-側(R2と繋がっている側)の電圧も上昇してTr2のベース電圧もあがってきます.

これでTr2のベースにほんの僅か電流が流れ始めます(完全にONというほどではない).するとトランジスタの増幅作用で大きなコレクタ電流が流れ,C2が放電,Tr1のベース電圧低下で一気にTr1がOFFします.

Tr1がOFFすると,Tr2のベース部分の回路はR1とC1の直列回路とR2が並列になったような状態になります.これでTr2のベース電圧もポン!と跳ね上がります.
これがB2-Eの電圧が斜めに上昇が終わったところにある,線が切れたように見えている部分です.

C1は0.6Vほどですが逆向き充電されているので,電池とC1が直列になったようになって,この瞬間のベース電圧はいつもより高くなりますし,その後もコンデンサが並列になったことで通常より少しベース電流が多めに流れるので,この間VBEも少し大きめになります.
波形を良く見ると線の切れた直後が,少し上から降りてくるような波形になっているのはこのためです.

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Qマルチバイブレータのパルスについて

単安定マルチバイブレータ(コレクタ・ベース結合)のパルス式

τ=0.7CR

があります。これの由来?何故この様な式になるのかがわかりません。詳しく教えて頂ければ幸いです。

Aベストアンサー

 
 
 (以下はマルチバイブレータの過去回答からの抜粋改編です。)


 マルチバイブレータの単段。回路的には固定バイアス方式のコンデンサ結合増幅回路ですが、大振幅のスイッチング動作をします。 単安定型では右側トランジスタのコレクタから左側Trのベースに直流的に(単に抵抗で)結ばれます。 無安定型では図と同様のコンデンサとRbによって結ばれます。


      ┯     ┯Vcc
      |     |
      Rc     Rb  
      |     |   C…
      C──C─┴──B
     …B          E
      E           ┷
       ┷

(図が折り返らないように画面幅を広くして見てください。)


..................................................................... Vcc
   ↑
   |
 Vcc-Vbe
   |
   |                Vbe(on)約0.65V
 _↓___          __↓
........↑..........│......................../..................グランド
   |     │      /    ↑
   |     |     /
Vcc-Vce(s) |    / 
   |     | /   Vccに向かって指数変化 
   ↓     |/   時定数τ=CRb





 左側の駆動役のトランジスタのコレクタ波形は、オフではVcc、オンではVces(sは飽和)ゆえ、振幅はVcc-Vcesです。 この振幅がコンデンサを素通り的に渡って右側トランジスタのベースを負に引き下げます。べースは今までオンしていた電圧 Vbe(0.65V程度)であったのが、そこから急激に負に振られます。
その直後からRb経由で充電が始まります。コンデンサの充放電の式は、お馴染みの
  V=Vo・exp(-t/τ)
です。(*)
初期値Voに相当する電圧は、充電の最終到達値はVccなので それとの差を図から読めば簡単です。
  Vo = Vcc-Vbe + Vcc-Vces = 2Vcc-(Vbe+Vces)
です。
右トランジスタのベースが再びオンになる電圧は、これも最終値Vccから測って Vcc-Vbe ゆえ、これらを充放電の式に入れると、
  Vcc-vbe=(2Vcc-Vbe-Vces)・exp(-t/τ)
となります。
この式を満たすtが、トランジスタがオフしてるパルス幅です。それをtwと書くと

  exp(-tw/τ)=(Vcc-Vbe)/(2Vcc-Vbe-Vces)
  tw =τlog{(2Vcc-Vbe-Vces)/(Vcc-Vbe)}
logは自然対数。
単安定の場合はこれがそのまま出力パルスの幅です。
無安定の場合の周波数は
  f=1/(2tw)

 ところでシリコンの小信号Trでは Vbe≒0.65V、Vces≒0.2V 程度です。古風な12V電源とか5V電源の場合はこれらをゼロとした近似式がよく用いられます。すなわち。
  tw≒τlog(2)
  f≒1/( 2τlog(2) )



(*)
これがコツ。
最終状態から測れば、式は常に exp(-t/τ)になるのです。
(1-exp(-t/τ))は使わなくともよいのです。




↓抜粋もと
http://oshiete1.goo.ne.jp/kotaeru.php3?q=692084&rev=1
 
 

 
 
 (以下はマルチバイブレータの過去回答からの抜粋改編です。)


 マルチバイブレータの単段。回路的には固定バイアス方式のコンデンサ結合増幅回路ですが、大振幅のスイッチング動作をします。 単安定型では右側トランジスタのコレクタから左側Trのベースに直流的に(単に抵抗で)結ばれます。 無安定型では図と同様のコンデンサとRbによって結ばれます。


      ┯     ┯Vcc
      |     |
      Rc     Rb  
      |     |   C…
...続きを読む

Q計算値と理論値の誤差について

交流回路の実験をする前に、ある回路のインピーダンスZ(理論値)を計算で求めたあと、実験をしたあとの測定値を利用して、同じ所のインピーダンスZ(計算値)を求めると理論値と計算値の間で誤差が生じました。
そこでふと思ったのですが、なぜ理論値と計算値の間で誤差が生じるのでしょうか?また、その誤差を無くすことはできるのでしょうか? できるのなら、その方法を教えてください。
あと、その誤差が原因で何か困る事はあるのでしょうか?
教えてください。

Aベストアンサー

LCRのカタログ値に内部損失や許容誤差がありますが、この誤差は
1.Rの抵抗値は±5%、±10%、±20% があり、高精度は±1%、±2%もあります。
2.Cの容量誤差は±20% 、+50%・ー20% などがあり
3.Lもインダクタンス誤差は±20%で、
3.C・Rは理想的なC・Rでは無く、CにL分、Lに抵抗分の損失に繋がる成分があります。
これらの損失に繋がる成分は、試験周波数が高くなると、周波数依存で増大します。
また、周囲温度やLCRの素子自身で発生する自己発熱で特性が変化します。
測定器や測定系にも誤差が発生する要因もあります。
理論値に対する測定値が±5%程度発生するのは常で、実際に問題にならないように、
LCRの配分を工夫すると誤差やバラツキを少なく出来ます。
 

Q無安定マルチバイブレータの原理

無安定バイブレータの勉強していて正常に動作する条件としてC1RB2>>C2RL2
、C2RB1>>C1RL1というのを書いていました。
はじめTr1がOFFでTr2がONとするとTr1のベース電圧が負です。それで時定数C2RB1でC2が充電され、Tr1のベース電圧が正になりONになります。その結果
RL1を通してC1に充電された電圧がTr2のベース側にかかり負の値になってOFFになります。ここでC2RB1>>C1RL1の意味がよくわかりません。一応考えたのは時定数のことです。Tr1がONになるまでにC1は十分充電されなければなりません。(Tr2をOFFにするため)そこでC2RB1>>C1RL1を満たす必要があると考えたのですが・・・。CとRの積が時定数でこれが大きいほど充電に時間がかかるとおもうのですが・・・。
回路図もなく記号だけのわかりにくい内容の文章で申し訳ありませんがどなたかアドバイスおねがいします

Aベストアンサー

余り自信は無いのですが。
2つの不等式をC1=C2=C、RB1=RB2=RB、
RL1=RL2=RLと仮定します。(通常はそうすることが多い)
するとC*RB>>C*RLということになります。
C*RBは発振周波数を決める時定数です。
一方、C*RLで方形波出力の立ち上がりスピードが決まります。
従って、きれいな方形波出力を得る為に上記の条件が必要と言うこと
ではないでしょうか。

Q非安定マルチバイブレータのR1,R4について…

この質問を見てくださった方、ありがとうございます。
非安定マルチバイブレータを使って発振回路を作りたいのですが、
R1,R2,R3,R4を、全て1kΩ、
C1,C2どちらも0.47µF
で、回路を組んだのですが、全く周波数が現れません。
それどころか、3Vの入力も、数mVでしか出てきません。

トランジスタは2SC1815です。
R1とR4の値が間違っているのでしょうか。
どなたか教えてください!!><

Aベストアンサー

回答NO.5の続きです。

コレクタの抵抗R1とR4を100Ωに小さくした時の回路図とシミュレーション結果を添付します。

 添付図の波形を見ればベース電圧がマイナスの値から0.7V程度まで上昇するより大分前にコレクタ電圧は電源電圧の3Vに達していることが分かると思います。その結果、コレクタ電圧のピークが少しずつ下がる現象も起きません。結果安定に発振が継続します。

追記>ここではコレクタ抵抗R1とR4を1/10に小さくしましたが、逆にベース側の抵抗R2とR3を10倍にしても対策になります。この場合、コンデンサC1とC2は1/10にしないと発振周波数が同じにはなりません。

Qボルテージフォロワの役割がよく分かりません。

ボルテージフォロワは、電流が流れることで寄生抵抗によって電圧値が低下しないようにするために、回路の入力段及び出力段に入れるものであると思いますが、
これを入れるのと入れないのでは具体的にどのような違いが表れるのでしょうか?

オペアンプを使った回路では通常、電流は流れないはずですので、このようなものは必要ないように思うのですが、どのような場合に必要になるのでしょうか?

Aベストアンサー

#1のものです。

ちょっと説明がうまくなかったようです。
ボルテージフォロワを使用するのは、次の段の入力インピーダンスが小さく電流がある程度流れる場合に、信号を元の電圧をそのまま受け渡す際に使用します。
とくに信号源の出力インピーダンスが大きいときは信号源に流れる電流を減らすため、受ける側の入力インピーダンスを大きくする必要があります。
反転増幅回路を用いると、入力インピーダンスを大きくすることができません。(反転増幅回路の入力インピーダンスは信号源と反転入力端子の間の抵抗にほぼ等しい。この抵抗の大きさはさほど大きくできない。)
非反転増幅回路を用いると、入力インピーダンスを大きくすることができます(非反転増幅回路の入力インピーダンスは非反転入力と反転入力のピン間インピーダンスにほぼ等しく、かなり大きな値になる。)が、増幅率が1よりも大きくなってしまいます。
これを元の信号のレベルに下げるために抵抗で分圧してしまうと、分圧に使用した抵抗分出力インピーダンスが増えてしまいます。これでは何のためにオペアンプを入れて電流の影響を減らしたの意味がなくなってしまいます。
元の電圧のまま、次の段に受け渡すにはボルテージフォロワがよいということになります。


次に、#1の補足に対して。
>反転増幅回路と非反転増幅回路は単に反転するかしないかの違いだと思っていたのですが、
>それ以外に特性が異なるのですか?
これは、上でも述べていますが、反転増幅回路と非反転増幅回路は、増幅回路の入力インピーダンスが異なります。
信号源の出力インピーダンスが大きく、電流が流れると電圧が変化してしまような用途では入力インピーダンスを高くできる非反転増幅が有利です。

>・出力インピーダンスとは出力端子とグラウンド間のインピーダンスだと思っていたのですが、それでいくと分圧するということは
>出力インピーダンスを下げることになるのではないのでしょうか?
違います。出力インピーダンスとは信号を発生させている元と入力先との間のインピーダンスを意味します。
出力インピーダンスは信号源から流れる電流による電圧降下の大きさを決定付けます。
オペアンプを使った回路での出力インピーダンスは、理想的な状態ですはゼロになります。
分圧用の抵抗を入れてしまうと、分圧に使用した抵抗のうち信号源と入力先に入っている抵抗分が出力インピーダンスとして寄与していしまいます。

>・それと非反転増幅回路の出力を抵抗などで分圧することで増幅率を1以上にするデメリットを教えて下さい。
これは、何かの勘違いですね。
非反転増幅回路で増幅率を1よりも大きくしたいのなら分圧などする必要はありません。
非反転増幅で増幅率を1以下にしたい場合は、何らかの方法で信号を減衰させる必要があります。ここで分圧を使うのはあまり好ましいことではないということです。

#1のものです。

ちょっと説明がうまくなかったようです。
ボルテージフォロワを使用するのは、次の段の入力インピーダンスが小さく電流がある程度流れる場合に、信号を元の電圧をそのまま受け渡す際に使用します。
とくに信号源の出力インピーダンスが大きいときは信号源に流れる電流を減らすため、受ける側の入力インピーダンスを大きくする必要があります。
反転増幅回路を用いると、入力インピーダンスを大きくすることができません。(反転増幅回路の入力インピーダンスは信号源と反転入力端子の間の抵抗...続きを読む

Q電圧増幅度の出し方

入力電圧と出力電圧があってそこからどうやって電圧増幅度を求めるんですか?
電圧増幅度を出す式を教えてください

Aベストアンサー

増幅回路内の各段のゲイン、カットオフを求めて、トータルゲイン及びF特、位相
を計算するという難しい増幅回路の設計にはあたりませんので、きわめて単純に
考えればいいですよ。

電圧利得(A)=出力電圧/入力電圧

となります。

これをデシベル(dB)で表すと

G=20LogA(常用対数)

で計算できます。

ご参考に。

Qトランジスタのベース・エミッタ間飽和電圧とは

電子回路の本を読んでいて、トランジスタに「ベース・エミッタ間飽和電圧」という用語があるのを知りました。

以下のことを知りたいと思い検索してみましたが、なかなか良い情報にたどり着けませんでした。

1. この電圧の定義 : ベース端子とエミッタ端子の間の電圧なのか?
2. この電圧の特性 : 大きければいいのか、小さいほうがいいのか?
3. 飽和の意味: コレクタ電流が最大になった状態という意味で正しいのか?

上記に関する情報または情報源についてよろしくお願いいたします。

Aベストアンサー

>1. この電圧の定義 : ベース端子とエミッタ端子の間の電圧なのか?

回答>>そうです。

>2. この電圧の特性 : 大きければいいのか、小さいほうがいいのか?

回答>>どちらかと言えば小さい方が良い。

>3. 飽和の意味: コレクタ電流が最大になった状態という意味で正しいのか?

回答>>ベース・エミッタ間飽和電圧はコレクタ電流が最大になった状態とは違います。
 まず、コレクタには外部から定電流源で規定の電流、例えば100mAを流しておきます。このときベースにも規定の電流を外部から定電流源で、例えば10mAを流します。このベース電流は半導体メーカによりますが、コレクタ電流の1/10または1/20を流します。通常hFEは100くらいか、それ以上の値を持ってますのでこのベース電流は過剰な電流と言うことになります。例えばhFEが100あったとすれば、ベース電流が10mAならコレクタ電流はそのhFE倍、すなわち1000mA流せることになります。逆にコレクタ電流を100mA流すのに必要な最低のベース電流はその1/hFEでよいわけですから、1mAもあればよいわけです。
 「ベース・エミッタ間飽和電圧」の仕様はトランジスタをデジタル的に動かしてスイッチとして使う場合を想定したものです。
 例えばコレクタ負荷が抵抗で構成されてる場合にトランジスタがONしてコレクタ電流として100mA流す場合、トランジスタをしっかりONさせるためにベースにはhFEから考えてぎりぎりの1mAより多くの電流を流します。
 このように必要以上にベース電流を流すことをオーバードライブと言いますが、そのオーバードライブの度合いをオーバードライブ係数、Kov=Ic/Ib で定義します。コレクタ電流を100mA流し、ベース電流を10mA流せばオーバードライブ係数、Kovは 10になります。
 実際にトランジスタをスイッチとして使用する場合はこのオーバードライブ係数を目安にして、ベース電流を流すように設計します。その際、ベースーエミッタ間の電圧VBEが計算上必要になりますのでこのベース・エミッタ間飽和電圧を使います。例えば、NPNトランジスタをONさせてコレクタに100mA流す場合、ベースにコレクタ電流のKov分の1の電流を流すようにベースと信号源の間の抵抗値RBを計算します。信号源の「H」の電圧が2.5Vの場合、RBはベース・エミッタ間飽和電圧をVBE(sat)とすれば、

    RB=(2.5V-VBE(sat)/10mA 

のようにして求めます。

>1. この電圧の定義 : ベース端子とエミッタ端子の間の電圧なのか?

回答>>そうです。

>2. この電圧の特性 : 大きければいいのか、小さいほうがいいのか?

回答>>どちらかと言えば小さい方が良い。

>3. 飽和の意味: コレクタ電流が最大になった状態という意味で正しいのか?

回答>>ベース・エミッタ間飽和電圧はコレクタ電流が最大になった状態とは違います。
 まず、コレクタには外部から定電流源で規定の電流、例えば100mAを流しておきます。このときベースにも規定の電流を外部から定電流源で、例...続きを読む


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