個人事業主の方必見!確定申告のお悩み解決

センサの出力電圧にオフセットを加え、増幅することを考えています。
いい加減にに設計したところ、なぜかオフセットが加えられません。適当な回路を教えていただけないでしょうか。

使用したいopアンプはLM2904 5Vの単電源で動作させたいと思います。
センサはopアンプのバッファ(非反転 増幅度1)を通しています。
この状態で、センサを動作させると20mVから500mVほどの出力が得られます。
20mVを0V付近までオフセットを加えてから増幅したいと思います。
汎用性を持たせたいので、適当な電圧範囲にある信号を0Vから電源電圧付近までの信号に増幅するような回路としたいと思います。
以前にトラ技で回路を見かけたような気がするのですがバックナンバーを繰っても見つけられません。

よろしくお願いします。

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A 回答 (4件)

どうしても単電源としたいのなら、以下のような回路を試してみてください。



      │\
  Vin ─┤+ \
      |    >┬─ Vout
     ┌┤- / │
     ││/    │
     ├─ R2 ─-┘
     R1
     │
    V1

この回路の出力電圧は
    Vout = ( 1 + R2/R1 )*Vin - ( R2/R1 )*V1
となります。R2 = 0 とすれば利得1のバッファとなりますがオフセット調整ができません。R2 > 0 とすれば利得は1より大きくなりますがオフセット調整できます。R1 = 100kΩ として、R2 を 1kΩの半固定抵抗とすれば、利得は 1~1.01、オフセット調整範囲は 0~0.01*V1 となります。V1 をオペアンプの電源電圧(5V)とすれば、オフセットを 0~50mV の範囲で変えられます。V1 の電圧は1/100 倍されて出力信号に加わるので、V1 はノイズが少なく安定化された電圧源にする必要があります。

上の回路では利得が1より大きくなってしまいますが、下のような回路なら、R1/R3 = R4/R3 とすることにより、利得を正確に1にできます(上の回路はこの回路でR1 = 0、R2 = ∞としたものです)。

            │\
  Vin ─ R1 ┬─┤+ \
         R2 |    >┬─ Vout
  GND ──┘┌┤- / │
           ││/    │
           ├─ R4 ─-┘
          R3
          │
          V1

出力電圧は
   Vout = { ( 1 + R4/R3 )/( 1 + R1/R2 ) }*Vin - ( R4/R3 )*V1
なので、R1 = R2/100、R4 = R3/100 とすれば
   Vout = Vin - V1/100
となって、V1 = 5V のとき、50mVのオフセットをつけられます。R1 = 1kΩ、R2 = 100kΩ、R3 = 100kΩ、R4 = 1kΩ(半固定抵抗) とすれば、利得1でオフセットを 0~50mV の範囲で変えられます。この回路の利得は R1/R3 と R4/R3 の比で決まるので、高精度を必要とするなら、抵抗値を測定して選別するか、高度抵抗を使う必要があります。また、この回路は入力が抵抗になるので入力インピーダンスが小さくなります(R1+R2)。それがいやなら入力に非反転バッファを入れればいいでしょう。
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この回答へのお礼

適切なご助言をありがとうございます。
理屈から考えると確かにそのとおりです!
実はよく考えもしないで、上の回路でバッファ動作をさせ悩んでいました。ぜひ、試して見たいと思います。

お礼日時:2009/06/11 20:50

ANo.3に間違いがありました。


【誤】下のような回路なら、R1/R3 = R4/R3 とすることにより
【正】下のような回路なら、R1/R2 = R4/R3 とすることにより

【誤】R1 = 1kΩ、R2 = 100kΩ、R3 = 100kΩ、R4 = 1kΩ(半固定抵抗) とすれば、利得1でオフセットを 0~50mV の範囲で変えられます。
【正】R4を可変抵抗にすると利得も変わってしまうので「利得1で」というのは誤りです。正しくは、「R1 = 1kΩ、R2 = 100kΩ、R3 = 100kΩ、R4 = 1kΩ として、V1 を 0V~5V の範囲で変えれば、利得1でオフセットを 0~50mV の範囲で変えられます」です。
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この回答へのお礼

重ね重ねありがとうございます。
この回路を元に、汎用的な計装アンプ(もどき)を考えて見たいと思います。

お礼日時:2009/06/11 21:35

5V単電源利用で0vからの出力範囲は得られません。


直線性を考えると、+0.2Vから+4.8V程度の範囲で利用するのが定石です。

ではどういう回路で対応するかというと、
1.単電源で2.5Vの仮想中点電圧を作り、opアンプの+端子に印加する。
 +2.5Vを中心に動作させる。(出力側は同様に+2.5Vを仮想中点で処理する。)
2.±の両電源で動作させる。
 ±電源が必要になりますが、この場合0V付近の問題は発生しません。

センサーの仕様と出力電圧の利用目的が明確なら、単電源で別に最適な方法
があろうかと思います。
 
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この回答へのお礼

適切なご助言をありがとうございます。
実際問題として、センサの直線性もあり、およその範囲として、0Vから電源電圧と表現させていただきました。
仮想中点で少し考えて見たいと思います。

お礼日時:2009/06/07 21:31

オペアンプの入力電圧が0Vのとき、出力に20mVが出るのですか?


その20mVというのは出力電圧が(負電源側に)飽和している電圧で、オフセット電圧によるものではありません(LM2904のオフセット電圧は最大7mVです)。データシート(http://www.national.com/JPN/ds/LM/LM358.pdf)の4ページの一番上の表にOutput Voltage Swing(出力電圧振幅)という項目がありますが、そのVOLというのが負電源電圧側の飽和電圧(出力電圧-負電源電圧)で、その最悪値は20mVなので、入力電圧が0Vのとき、出力に20mV出るというのはおかしくありません(そのオペアンプはたまたま悪いものだったわけですが)。

LM2904は出力電圧が負電源電圧ぎりぎりまで出るオペアンプですが、それでも20mVくらいの電圧は残ります。そのため、単電源で使っている限り、オペアンプのオフセット調整法に出ている方法を使っても出力電圧を0Vにすることはできません(入力回路のオフセット電圧でなく出力回路の問題なので)。LM2904を両電源(±5Vとか+5V/-1V)で動作させれば、入力電圧が0Vのとき、出力が0Vとなるように調整できます。ただし非反転バッファの後にもう1個オペアンプをつけます。利得が1を若干下回ってもいいのなら、オペアンプ1個でオフセット電圧を調整することも可能です。あるいは、オペアンプの負荷が軽いのなら、Rail-to-Rail入出力を謳っているCMOSオペアンプを単電源で使うという手があります。

汎用性を持たせたいのなら、オペアンプを両電源で使ったほうがいいです。
    • good
    • 0
この回答へのお礼

適切なご助言、ありがとうございます。
確かに両電源を使えば良いのですか、センサ周りだけのために両電源を使いたくないと思い、考えたしだいです。ちなみに、入力が0Vなのではなく、センサの動作範囲においてたまたま20mVほどが出るということです。言葉足らずをお詫びします。

お礼日時:2009/06/07 21:26

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Aベストアンサー

ここの「図2 非反転アンプ回路のオフセット電圧調整方法」が参考になるでしょう.
http://www.adm.co.jp/download/mtb_4.pdf
R4=1600×R3
ですから,ポットのポジションに依らず,R3に与える誤差は0.0625%以下です.
従って,ゲインに与える誤差は,0.0052%ですから,抵抗誤差に比べ無視できるほど小さくなります.

QOPアンプのオフセット調整

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1.オフセット電流について
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2.オフセット電圧の測定について
「定本OPアンプ回路設計」では測定回路は記載されてます。ソースはモトローラ社の技術資料のようですが。この回路でどうして測定が出来るのかがわかりません。測定原理を教えてください。

3.オフセットの原理、調整法について勉強のためのURL等があれば教えて下さい。

Aベストアンサー

1.オフセット電流について
バイアス電流は、実際に入力端子に流れる電流のことです。微小電流を測定できる電流計があれば直接測定できます。オペアンプの2つの入力端子のバイアス電流の差をオフセット電流といいます。入力換算が使われるのは入力オフセット電圧のほうだと思います。オペアンプで増幅回路を構成したとき、入力オフセット電圧も増幅されて出力に出てくるので、入力換算(出力/利得)という言い方があるのだと思いますが、これも反転入力端子と非反転入力端子間の電圧差をテスターで直接測定できます。

2.オフセット電圧の測定について
>この回路でどうして測定が出来るのかがわかりません
41ページですね。添付図に式の導き方を書きました。
オペアンプの反転端子(-)についている電池記号は 入力オフセット電圧 Vos です。空色のオペアンプ記号は、入力オフセット電圧がゼロですが、入力バイアス電流はゼロでないとします。反転入力端子のバイアス電流を Ib、非反転入力端子のバイアス電流を Ib - Ios とします。Ios がバイアス電流のオフセット電流になります(Iosは、反転入力バイアス電流 - 非反転入力バイアス電流 と定義します)。

まず、2つのスイッチがOFFである場合を考えると、図の右上にあるような6個の関係式を導くことができます。これをV3(オペアンプの出力電圧)について解いて、A0(オペアンプの開ループ利得)が非常に大きいとすれば、V3 は式(1)のように近似できます。このときの V3 を、「定本OPアンプ回路設計」の定義に従って E1 とおきます。次にスイッチがONのときの V3 を E2 とすれば、E2 は式(1) で R3 = 0 としたときの V3 ですから、E2 は式(2)のようになります。この式(2)を Vos について解くと式(3)のようになります。これを式(1)に代入して Ios について解くと式(4)のようになります。式(4)は「定本OPアンプ回路設計」に出ている式と同じです。本に出ている式には絶対値の記号(| |)がついていますが、添付図の計算方法では、Ios の符号を定義していいるので絶対値はつきません。つまり、E2 > E1 なら、Ios > 0 、つまり反転入力のバイアス電流 >非反転入力バイアス電流 となります(ただし Ib の符号が-なら、電流の大きさは 反転<非反転 になります)。

一方、「定本OPアンプ回路設計」では、Vos = E1/(R2/R1) となっていますが、これは以下のように近似したものと思われます。
  (A) 式(3)の第2項と第3項が第1項より十分小さいとして Vos = E2/( 1 + R2/R1 ) - R1*Ib/( 1 + R2/R1 ) + R1*Ios ≒ E2/( 1 + R2/R1 ) と近似した
  (B) さらに、R2/R1 が 1 より十分大きいとして E2/( 1 + R2/R1 )≒ E2/( R2/R1 ) と近似した
しかし、(A) の近似は少し乱暴だと思います。

同じ回路を用いて、もっと正確に求める方法があります(Vos と Ios だけでなく、Ib も計算できます)。これは2つのスイッチを両方ON/OFFするだけでなく、図の下側のスイッチだけONにしたときの V3 も測定する方法です。このときの V3 を E3 とすれば
   Ios = ( E2 - E1 )/{ R3*( 1 + R2/R1 ) }
   Ib = ( E3 - E1 )/{ R3*( 1 + R2/R1 ) }
   Vos = { ( R1 + R2 + R3 + R2*R3/R1 )*E2 - R1*E3 - R2*E1 }/{ R3*( 1 + R2/R1 )^2 }
となります。これは A0 >> 1 以外の近似は入っていません。

3.オフセットの原理、調整法について勉強のためのURL等
調整法は「定本OPアンプ回路設計」の53ページから67ページに出ています。この書籍(http://www.cqpub.co.jp/hanbai/books/36/36101.htm)の163ページから212ページに、オペアンプの基本特性の測定法が出ています。オフセット電圧の原因については、入力部分の差動アンプのトランジスタ特性ばらつき(ミスマッチ)が直接の要因です。これはデバイス物理を勉強しないと理解できませんが、この書籍(http://www.amazon.co.jp/dp/4563067245)の201ページから212ページが参考になるかもしれません。

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バイアス電流は、実際に入力端子に流れる電流のことです。微小電流を測定できる電流計があれば直接測定できます。オペアンプの2つの入力端子のバイアス電流の差をオフセット電流といいます。入力換算が使われるのは入力オフセット電圧のほうだと思います。オペアンプで増幅回路を構成したとき、入力オフセット電圧も増幅されて出力に出てくるので、入力換算(出力/利得)という言い方があるのだと思いますが、これも反転入力端子と非反転入力端子間の電圧差をテスターで直接測定でき...続きを読む

Q電子回路―負の電源の作り方

7.4Vの一つのバッテリを用いて、+3.3Vと0Vと-3.3Vの電位を作り出すことは可能でしょうか?

今わかっている知識としては、
(1)単に7.4Vから3.3Vを作り出すのは3端子レギュレータなどでできるということ。
(2)バッテリが二つあれば、直列につないだそれらの間をGNDとし、直列のプラス端側が正電位、マイナス端側が負電位、となって、上記の目的(3つの電位を作り出すこと)は可能であるということ。


どなたかご回答願いますm(_ _)m

Aベストアンサー

回路図をここ(http://upp.dip.jp/01/img/4212.jpg)に upload しておきます。この回路は動作確認済みです。
主な使用部品は低ドロップ可変電圧3端子レギュレータ PQ20RX11 [1]、汎用OPアンプ LM358N [2]、小信号用トランジスタ2SC1815・2SC1015 [3], [4] で、いずれも秋月電商(http://akizukidenshi.com/)で入手できます。

調整方法は回路図に書いてありますが、2箇所の可変抵抗で 6.6V と 3.3V の電圧を調整するだけです。精度の高い電圧(3.300Vなど)が必要なければ、可変抵抗はをなくしてショートしてもいいです(その場合の出力電圧は±0.1V程度ズレます)。

この回路の最大出力電流はおよそ150mA です(それより大きな電流を流すと出力電圧が低下する)。しかし、連続通電での最大電流は 100mA 程度までです(トランジスタの許容損失による制約)。

100mAを越える電流で常時動作させる場合には、トランジスタをたとえば 2SA1358 と 2SC3421の組み合わせ [7], [8] に変更し、R7 と R7 を 330Ωに変更すれば、最大連続電流は500mA 程度は取れます。その場合、トランジスタのコレクタ損失(発熱量)が 0.5A×3,3V =1.65W にもなるのでトランジスタには放熱器を取り付けてください。出力電流が大きいと3端子レギュレータの発熱も大きくなりますが、500mAの出力電流のときの発熱量は 0.5×0.7V = 0.35W なので、3端子レギュレータの放熱器は特に必要ありません。

以下の資料に部品の価格とデータなどを載せておきます。可変抵抗は多回転型 [5] である必要はありません。安いもの [6] でも構いません。

[1] PQ20RX11(低ドロップ可変電圧レギュレータ)
     データシート http://www.sharp.co.jp/products/device/lineup/data/pdf/datasheet/pq20rx05_j.pdf
     価格(4個で100円) http://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?q=%22I-01178%22&s=popularity&p=1&r=1&page=0&cl=1
[2] LM358N(2回路入りOPアンプ)
     データシート http://www.national.com/JPN/ds/LM/LM358.pdf
     価格(5個で100円) http://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?q=%22I-01012%22&s=popularity&p=1&r=1&page=0&cl=1
[3] 2SC1815価格(20個で100円) http://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?q=%22I-00881%22&s=popularity&p=1&r=1&page=0&cl=1
[4] 2SA1015価格(20個で100円) http://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?q=%22I-00882%22&s=popularity&p=1&r=1&page=0&cl=1
[5] 多回転型可変抵抗(外観・価格)
     100Ω http://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?q=%22P-00971%22&s=score&p=1&r=1&page=
     1kΩ http://akizukidenshi.com/catalog/items2.php?q=%22P-00973%22&s=score&p=1&r=1&page=
[6] 1回転型可変抵抗(千石電商)
     外観 http://www.sengoku.co.jp/modules/sgk_cart/image.php
     価格 http://www.sengoku.co.jp/modules/sgk_cart/search.php?toku=%C4%F1%B9%B3%C8%BE%B8%C7%C4%EA&cond8=or&dai=&chu=&syo=&k3=0&pflg=n&list=3
[7] 2SA1358(千石電商) 50円 http://www.sengoku.co.jp/modules/sgk_cart/search.php?toku=%C8%BE%C6%B3%C2%CETr&cond8=or&dai=A&chu=&syo=&k3=0&pflg=n&list=2
                 データシート http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/ja/Transistor/2SA1358_ja_datasheet_061107.pdf
[8] 2SC3421(千石電商) 50円  http://www.sengoku.co.jp/modules/sgk_cart/search.php?toku=%C8%BE%C6%B3%C2%CETr&cond8=or&dai=C&chu=&syo=&k3=0&pflg=n&list=2
                 データシート http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/ja/Transistor/2SC3421_ja_datasheet_061107.pdf

回路図をここ(http://upp.dip.jp/01/img/4212.jpg)に upload しておきます。この回路は動作確認済みです。
主な使用部品は低ドロップ可変電圧3端子レギュレータ PQ20RX11 [1]、汎用OPアンプ LM358N [2]、小信号用トランジスタ2SC1815・2SC1015 [3], [4] で、いずれも秋月電商(http://akizukidenshi.com/)で入手できます。

調整方法は回路図に書いてありますが、2箇所の可変抵抗で 6.6V と 3.3V の電圧を調整するだけです。精度の高い電圧(3.300Vなど)が必要なければ、可変抵抗はをなくしてショートし...続きを読む

Qコンパレータ(オペアンプ)の定格電流

コンパレータのメーカ仕様書を読んでいると、電圧に対する制限は記載されているのですが、電流制限は記載されていません。コンパレータ(オペアンプ)では、入力・出力の電流制限が無いのは何故でしょうか?

Aベストアンサー

ちょっと着眼点が違うような気がするのですが、本題に入る前にANo.1お礼欄への書き込みについてご回答しておきましょう。

>Max.Input bias currentが入力電流制限、OutPut currentが出力電流制限と考えるという事ですね。

後者はそう考えてもよいですが、前者は違います。
これは、入力に信号が入らないときに、入力段トランジスタに流れる電流(これをバイアス電流と言い、できるだけ少ないことが望ましい)のことで、「これ以上は流れない(最悪でもこれ以下である)」ことをメーカーが保証するものです。
(ただし温度のパラメータ。温度が上がれば増加する)

例えば、バイアス電流が25nAあるコンパレータの入力に1MΩの入力抵抗をつなぐと、利得1でも25mVのオフセットを生じます。
利得10なら250mVのオフセットを生じます。
オフセットを小さくするためには、入力抵抗を小さくすればよいのですが、小さい入力抵抗で使われることは、オペアンプの沽券に関わります。(^_^;)

このように、バイアス電流はコンパレータ(=オペアンプ)にとって重要な項目なので、メーカーは「これ以上にはなりませんよ」という値を保証するのです。
(スペックにはいろんなものがあって理解するのが大変ですね。(^_^;))

ところで、「後者はそう考えてもよい」と言いましたが、この「電流制限」には2通りの解釈があります。
ひとつは、質問者さんが心配している、「熱破壊の問題」です。
もう一つは、破壊にまでは至らないが、「十分な出力電圧が維持できなくなる限界値」です。
この後者の方を簡単に説明しましょう。

393のデータシートの中の「出力吸い込み電流」グラフ(5ページ)を見てください。
10mAくらいから急激に出力電圧が上昇しているでしょう?
これは、アンプが電流を吸い込む能力が限界に来たために、「必要なLレベル電圧値」を維持できなくなる現象を示しています。

逆に、吐き出し能力については、負荷抵抗が低くなり過ぎた場合など、能力が付いて行けなくなるため、「必要なHレベル電圧値」を維持できなくなって、目標よりも下がってしまうのです。
これらのスペックは、いずれも「最大電流」に関わるスペックですが、アンプの破壊とは一応無関係です。
(393には吐き出し能力がないことは、ANo.4に書いたとおりです。トーテムポール構成の出力段において、上側のトランジスタが吐き出し電流を受け持ちます)

さて、質問者さんが心配しておられる本題に入りましょう。
(質問者さんは、本当はコンパレータと抵抗の焼損の原因を調べたいのですね?最初からそのことを書いてほしかったと思います。わたしは単純に「コンパレータには電流制限が記載されていない」という質問かと思ったので、反例を挙げましたが、これは質問者さんが本当に知りたかったこととは違っていたのですね。(^_^;))

電圧が定格を越えたときに起きるデバイスの破壊は”絶縁破壊”の一種ですが、電流が定格を越えたときに起きる破壊は、電流そのものによる破壊ではなく、”電力損=ジュール熱”によるものです。
 P=EI=I^2 R
ですから、熱破壊の原因を調べるときは、データシートにある電流定格関係よりも、「最大電力(全損失):Pt」に注目する必要があります。
(393のデータシートには、Pt=350mW/440mW と記載されています)

質問者さんが、どのような条件下でコンパレータを使っておられるのかわかりませんが、もし本当に焼損の原因究明をしたいのなら、オシロを使って、各部の電圧・電流を観測することをお勧めします。
測定結果からコンパレータや抵抗の熱損失が計算できるでしょう。

配置も重要です。
近接配置した場合、お互いが暖め合って、設計上十分余裕があるはずのW数なのに焼損する、という事態が置き得るかもしれません。(^_^;)
                  以上ご回答終わり


inara1さん お久しぶりです。
IDが変ったので別の方かと思っていたのですが、相変わらずの見事な作図、そして懇切丁寧なご回答から、やはりあの方なのだな、と思いました。

コッククロフト回路では、お声掛け有難うございました。
ずっと関心を持って見ていたのですが、質問者さんの意図が見えないので、とうとうパスしました。
コンデンサのスペックを決めるのに、所望電流値を言ってくれなければ手の付けようがありません。
しかし的確な質問文を組み立てるのも結構大変なことでしょうね。

ちょっと着眼点が違うような気がするのですが、本題に入る前にANo.1お礼欄への書き込みについてご回答しておきましょう。

>Max.Input bias currentが入力電流制限、OutPut currentが出力電流制限と考えるという事ですね。

後者はそう考えてもよいですが、前者は違います。
これは、入力に信号が入らないときに、入力段トランジスタに流れる電流(これをバイアス電流と言い、できるだけ少ないことが望ましい)のことで、「これ以上は流れない(最悪でもこれ以下である)」ことをメーカーが保証するものです...続きを読む

Qオペアンプの入力オフセット電圧

オペアンプにて差動増幅回路を作っています。
通常の差動増幅回路と異なる点は、入力部には反転、非反転入力端子ともにLCフィルタ(LPF)を作っています。
回路チェックのため、回路入力部(LCフィルタ入力端子)をショートしたところ、入力オフセット電圧が差動増幅回路により増幅されアウトプットされます。
ここで問題が発生しました。このアウトプットと増幅率から逆算した入力オフセット電圧がオペアンプの入力オフセット電圧のMaxよりも数倍大きいので。
原因が分からず、会社先輩に確認したところ、LCフィルタの実装のバランス(出来ぐあい)により、オフセットが発生し、それを増幅したためと言っています。
LCフィルタ部分には、パッシブなLCRしかなく、ここでオフセットが発生するとはその原因が理解できません。先輩も良く分かっていません。
本当にこのようなことがあるのでしょうか?

どのような理由でこのような現象が発生しているか、教えていただけないでしょうか?

Aベストアンサー

可能性は色々考えられますが、支障の無い範囲で、
回路図、使用部品、ショートさせている作業中の写真、具体的な計算値と実測値
などを公開する方が適切な回答が得られやすいように思います
が会社の関係だと難しいでしょうか。

例えば
・入力部ショート作業の問題
 入力部のショートと言うのがICのピン間を最短で接続、他に何も繋いでいない、ならともかく
 LC回路はそのままで、テスターリード等を人間が押し当てて・・・等だと、じつはアンテナ線を
 押し当てて、ノイズを流し込んでいる。に等しい事に気づいていないとか
 異種金属を押し当てている事による電位差の考慮不足とか
・実装時の寄生抵抗などの考慮不足とか
・単純な計算ミスとか
・部品選択誤り(たとえば型式の最後の1文字が違うだけでオフセットのランクが違うのに、刻印を見間違えているとか)
・データシートの確認不足、オフセットmax時の電源電圧条件他
・使用している電源の仕様確認不足
・出力測定時の測定器選択誤り等
・部品の劣化(入力部に、静電気他過電圧を入力してしまい、完全破壊には至っていないが大きく劣化しているとか)
・etc...

そんな見落としはしていないはず、と思いこんでいる所こそ要チェックです。

可能性は色々考えられますが、支障の無い範囲で、
回路図、使用部品、ショートさせている作業中の写真、具体的な計算値と実測値
などを公開する方が適切な回答が得られやすいように思います
が会社の関係だと難しいでしょうか。

例えば
・入力部ショート作業の問題
 入力部のショートと言うのがICのピン間を最短で接続、他に何も繋いでいない、ならともかく
 LC回路はそのままで、テスターリード等を人間が押し当てて・・・等だと、じつはアンテナ線を
 押し当てて、ノイズを流し込んでいる。に等し...続きを読む

Q単電源から正負電源を作る

センタータップ切りのトランスから正負電源を作るのが常道であると認識した上で、あえて単電源(スイッチング電源)から正負電源を作る方法を質問させてください。

単電源(単電源 ex)+32V スイッチング電源) から正負電源を作ろうと下記のような回路を試作してみました。

+32-|--7812-|-- +12V (仮GNDから見て)
   R   | D
  仮GND-|--|-- 仮GND
   R   | D
GND-|--7912-|-- -12V (仮GNDから見て)

Rは1kΩ、Dは整流ダイオード10E1です。
実測してみますと、二つの抵抗Rで分圧されている
入力電圧は、
仮GNDから見て 正側が11.62V、負側が-19.3V
出力電圧は、
仮GNDから見て 正側が10.35V、負側が-12.13V
となりました。
期待に反して、7812は入力電圧が不十分のためレギュレーションできていませんでした。もっと高い電圧のスイッチング電源を使えば正負電源が成立すると予想はしますが、入力電圧がこのように偏って分圧されてしまう現象が不可思議ですし、また7912側のドロップ分が過大のためこのような回路はよろしくないと認識しています。
また、正電源、負電源に各々1kΩを負荷してみましたが状況に変化はありませんでした。

ここで質問です。
Q1.
入力電圧の抵抗による電圧の分圧がここまで偏ってしまうのはなぜなのでしょうか。7812、7912各々の負荷状況の違いで多少仮GNDがどちらかに寄ってしまうのは予想できるのですがここまで偏るものなのでしょうか。

Q2.
単電源(スイッチング電源)から正負電源(GNDは上図のような仮GNDのような別電位でも構わない)を作る良きアイデア・実現例をご紹介いただければ幸いです。
絶縁型のDCDCや負電源用のスイッチングICの使用は考えていません。

以上宜しくお願いいたします。

センタータップ切りのトランスから正負電源を作るのが常道であると認識した上で、あえて単電源(スイッチング電源)から正負電源を作る方法を質問させてください。

単電源(単電源 ex)+32V スイッチング電源) から正負電源を作ろうと下記のような回路を試作してみました。

+32-|--7812-|-- +12V (仮GNDから見て)
   R   | D
  仮GND-|--|-- 仮GND
   R   | D
GND-|--7912-|-- -12V (仮GNDから見て)

Rは1kΩ、Dは整流ダイオード10E1です。
実測してみますと...続きを読む

Aベストアンサー

>入力電圧を分圧している抵抗1kΩx2では、32Vに対して16mAしか流れておらず
これが解っているということは、オームの法則 電圧=抵抗×電流 はご存知であるのだと判断しますが
踏み込みが、もう一歩足りていないのだと思います。

抵抗1kΩの両端電圧が16Vになるのは、電圧(16V)=抵抗(1kΩ)×電流(16mA) の時です。
これは同時に、電流が1mA変われば
電圧(15V)=抵抗(1kΩ)×電流(16mA-1mA)
電圧(17V)=抵抗(1kΩ)×電流(16mA+1mA)
と変動してしまう事も意味しています。

何となく変動する。のでは無くて、物理法則に沿って変動するべくして変動しているので
その認識が必要です。

>1Aタイプの7812,7912を使用しても今度はオペアンプ側の制限で
オペアンプの出力に7812,7912を使用するのは無駄というより、デメリットが多いですよ。
7812,7912の必要入力電圧の範囲にご注意

>がんばって何が正解か思案してみたいと思います。
実用的になにが正解かと言ったら、32Vではなく最初から+12V,-12Vの電源を用意する事ですが、
趣味なのですから、正解は一つではないですよ。

>入力電圧を分圧している抵抗1kΩx2では、32Vに対して16mAしか流れておらず
これが解っているということは、オームの法則 電圧=抵抗×電流 はご存知であるのだと判断しますが
踏み込みが、もう一歩足りていないのだと思います。

抵抗1kΩの両端電圧が16Vになるのは、電圧(16V)=抵抗(1kΩ)×電流(16mA) の時です。
これは同時に、電流が1mA変われば
電圧(15V)=抵抗(1kΩ)×電流(16mA-1mA)
電圧(17V)=抵抗(1kΩ)×電流(16mA+1mA)
と変動してしまう事も意味しています。

何となく変動する。のでは無くて、物理...続きを読む

Qオペアンプ反転増幅回路で+入力に繋がれた抵抗は何?

独学でアナログ回路の勉強をしている素人です。

オペアンプの反転増幅回路の基本回路だと、+入力はGNDに落としていますよね。
しかしネットで検索すると、抵抗を介してGNDへ落とす回路を見かけました。
この抵抗の役割がわからず、困っています。

実際の回路の画像を添付しました。
添付画像の赤い矢印のところの抵抗のことですが、これはどのような役割をしているのでしょうか。
一段目のオペアンプのように抵抗を介さずGNDに落としてはいけないのでしょうか。

自分が購入したアナログ回路の設計入門書にも(入門だからか)載っていませんし、自分なりに調べましたが、この抵抗の役割だけどうしても分かりません。

どうかご教授お願い出来ませんでしょうか。
宜しくお願いします。

Aベストアンサー

この抵抗は、オペアンプの入力端子に流れるバイアス電流による、出力電圧の理想値からのずれを抑えるものです。tadysさんと同じ主旨ですが、定量的には、理想値からのずれ(DC電圧のずれ)は、添付図の式(A)の Ib がかかった項になります。

添付図は、オペアンプを使った2入力の加算回路です。Vin1 と Vin2 という2つの入力電圧を加算し、正負を反転した電圧が出力電圧(Vout)になるものですが、オペアンプの入力端子に流れるバイアス電流 Ib が無視できない場合、添付図の式(A)のように、Ib のかかっている項が誤差になります。R4 がない場合は、式(A)で R4 = 0 としたものになるので
Vout = -[ (R3/R1)*Vin1 + (R3/R2)*Vin2 + Ib*R3 ]
となって Ib*R3 が誤差になります。ところが、R4 を入れて、添付図の最後の式のようにR4の抵抗値を調整すると、Ibの項が 0 となって、オペアンプの入力端子に流れるバイアス電流による誤差をなくすことができます。

ご質問の回路では、R1 = 20kΩ、R2 = 20kΩ、R3 = 20kΩ なので、バイアス電流による誤差をなくすには、本来は R4 = 1/( 1/20e3 + 1/20e3 + 1/20e3 ) = 6.67e3 Ω= 6.67kΩ にすべきです。

オペアンプの入力端子に流れるバイアス電流による誤差は、バイアス電流 Ib が大きいほど大きくなるので、FET入力のオペアンプやCMOSオペアンプのように、Ib がpA未満と非常に小さい場合には、添付図の式(A)の Ib 自身が非常に小さいので、R4 を入れなくても(R4を短絡しても)誤差は小さくなります。R4 を入れて誤差を小さくしたほうがいいのは、一般的に、Ib が 100nA以上のオペアンプを使った場合になります。

LM358の場合は Ib が最大100nAと、無視できる境界線あたりですが、ご質問の回路は交流だけを加算するもの(出力コンデンサで直流がカットされている)なので、バイアス電流によってVoutに直流的な誤差電圧が少々乗っていても問題ありません(オペアンプにLM358を使うのならR4はなくてもいい)。

なお、添付図では、オペアンプの反転入力端子(-)に流れるバイアス電流も非反転入力端子(+)に流れるバイアス電流も同じ Ib としていますが、現実には、この電流にはわずかな違いがあります(その違いを入力オフセット電流といいます)。しかし、この違いは一般に小さいので無視できることが多いです。

この抵抗は、オペアンプの入力端子に流れるバイアス電流による、出力電圧の理想値からのずれを抑えるものです。tadysさんと同じ主旨ですが、定量的には、理想値からのずれ(DC電圧のずれ)は、添付図の式(A)の Ib がかかった項になります。

添付図は、オペアンプを使った2入力の加算回路です。Vin1 と Vin2 という2つの入力電圧を加算し、正負を反転した電圧が出力電圧(Vout)になるものですが、オペアンプの入力端子に流れるバイアス電流 Ib が無視できない場合、添付図の式(A)のように、Ib のかかってい...続きを読む


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