「夫を成功」へ導く妻の秘訣 座談会

窪田式FET定電圧電源にお詳しい方いらっしゃいますか?
外付けCD-Rドライブ用に5V,12V各3Aで作ったのですが、電圧降下がひどいのです。
電流は余裕を見て3AとしたのでトランスはAC5Aのものを使い、
ブリッジダイオードも10~20Aクラスのを使っています。
定電圧回路は窪田式オリジナルのままで定数だけ変更し、
制御FETは適当にカタログから選んでK849(60V40A)とし、
補正用トランジスタは1775AEを使って1.5mAで動作させています。
今回はかつて作ったり壊したりしたアンプの残骸で、10数年パーツ箱の中で眠っていたケミコンを多用した為、
本格運用の前に活を入れておくべきと考え、まず無負荷で所定の電圧に調整した後、負荷1Aで動作させてみたのですが、
12Vが1.2V、5Vが2Vの電圧降下で愕然としてしまいました。
とりあえず一昼夜運転して一日放置してからスイッチを入れるとかなり改善されているので、
これは古いケミコンの漏れ電流が作用したことではないか、
とりわけ基準電圧のZDに抱かせたノイズ吸収用のCに電流が流れてZDの電圧が定格に達していないためではないかと考え、
ほとんどのケミコンを新品と交換すると、かなり改善されたのですが、いまひとつというところで、
1A負荷で12Vが11.72V、5Vが4.36Vという結果です。
仮に負荷を2Aとしてみたところ、それぞれ11V、4Vとなってやはりこれは使えないな、と。
最初から気になっていたのはFETのON抵抗ということだったのですが、
調べてみると2SK849は38mΩと十分低く、問題はなさそうです。
ただ5Vの方はZD(05Z3.9)の電圧が3Vしかでておらず、これは849のカットオフ電圧のmax値ぎりぎりのところなのが気になるところで、ダイオードの固体差としても低すぎると思うのですが、別の同品番と取り替えて結果を見ようと思います。
にわか勉強ではゲート電圧の設定次第でON抵抗はかわるのですね。
12Vの方は05Z5.1を使っていて、これはカットオフ電圧は十分クリアーしているので、
ON抵抗が全体の問題ではないのは明らかです。
窪田氏の著書を読みかえしてみますと、この電源は負荷が0~150mAで電圧の変動がゼロだと自慢しておられますが、
氏の設計は2Aという電流を想定されておらず、どこかで原理的に無理があるのか、
あるいは窪田式電源というのはこの程度の安定度なのか、
電子回路をきちっと勉強していない私にはわかりません。
どなたかアドヴァイスをお願いいたします。

「窪田式FET定電圧電源にお詳しい方いらっ」の質問画像

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A 回答 (9件)

こんばんわ。



 これまでの質問と回答のやり取りからほぼ重要な部分の回路がはっきりしてきましたので、こちらで回路図をまとめてみました。
 その結果、明らかになってきたことを下記にまとめました。

1)12V電源
  回路図中の定電流ダイオードD3(E152)の定電流動作に最低限必要な電圧(肩電圧Vk)はカタログ
 データ(添付のURLにあるpdfファイルに載ってます。)より2V以上必要です。質問者はこの電圧
 を0.8Vと書いてましたが、2V以上必要です。

2) 12V電源のダイオード整流後の必要最小限のDC電圧VDCminはQ3(K849)のゲートピンンチオフ電圧をVGSoff、D3(E152)の肩電圧をVk、抵抗R4に発生する電圧効果量をVR4としますと、

  VDCmin = 12V + VGSoff + Vk + VR4 =12V + 2V + 2V + 1.5V 
      = 17.5V
になります。この電圧以上出せるトランスを選択する必要があります。

3) 5V電源
  こちらも同様に、ダイオード整流後の必要最小限のDC電圧VDCminは

  VDCmin = 5V + VGSoff + Vk + VR4 =5V + 2V + 2V + 1.5V 
      = 10.5V
 を出せるトランスが必要になります。

4) 5V電源のツェナーのバイアス用定電流ダイオードD8(E452)

  D8(E452)のVkは3.9VですのでD8のアノード側を5Vにしてカソード側を3.9Vにしようとすると
 D8には差し引き1.1Vしか残りません。必要な3.9V以上をこの設計では与えることができません。

  したがって、D8(E452)は定電流ダイオードとして機能させられません。

   回路変更が必要です。回路図にも描きましたが、D8を470Ωの抵抗に置き換えて、更にQ5のベース  とGNDの間に100uF程度のコンデンサを追加するという変更を行えば、問題は解決します。

以上です。

参考URL:http://www.semitec.co.jp/products/crd/crd_e.html
「窪田式FET定電圧電源にお詳しい方いらっ」の回答画像8
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この回答へのお礼

トランスの出力電圧とCRDの使い方について大変良くわかりました。丁寧な図面までつけていただき本当にありがとうございます。早速試してみます。

お礼日時:2010/07/09 23:49

>また2)の別電源をゲートのドライブに当てる方法はなかなか魅力的です。

参考図例のURLなどありましたら教えていただけますか?

参考図例のURLは現在みつかりませんが、下記製品の取り扱い説明書と同梱の技術資料の動作原理に記載されていたのと、CQ出版社の「トランジスタ技術」の連載か「定電圧電源の回路設計」にも取り挙げられていました。
可変出力電圧で、0V~35V程度まで可変のシリーズレギュレータ方式の効率改善の方法の一方式で採用されている部分です。
ゲート電圧加算電源の為に、トランスに小容量の別巻線が必要になるのと、整流と平滑コンデンサが必要ですので、固定出力電圧の場合は回路部品が増加とコストの関係で積極的には採用されていない方式であるのは承知しておいてください。
もう一つの方法として、PチヤネルFETかPNPのトランジスタを使用することで回避している対処方法もあります。

高信頼性電源
PAD-L/LPシリズ の技術資料の動作原理に記載がありました。
http://www.kikusui.co.jp/catalog/pad-l_j.html

簡単な方法ですので、文章で要点で書き出しますから参考にしてください。
<次の時定数回路は1k+100μです。>この入力電圧に以下の別電源を加算してVgの電圧をVddよりも5Vから7V程度高い電圧を印可します。
1.別巻線のAC3VからAC5V程度で、0.1A程度の容量のトランスを準備します。
2.ブリッジ整流回路と平滑コンデンサを接続します。
3.この平滑コンデンサの-側をMOS-FETのドレインの入力電圧側に接続します。
4.平滑コンデンサの+側を<次の時定数回路は1k+100μです。>に接続します。
以上でゲート電圧加算電源となり、入力電圧Vddを抑えて電源効率を向上させてドライブ側の動作電圧範囲を拡大します。
 
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この回答へのお礼

よくわかりました。早速実験してみたいと思います。なお、手元のAC12V定格のトランスの8VタップをDC5V用に使い、E452を抵抗220Ωに替えて試したところ、なお2A負荷時に0.1V程の電圧降下があり、E152の両端電圧はまだ1.3V程度なので,10Vタップを用いてようやくE152にかかる電圧を4.1Vとし,2A負荷時の電圧降下を0.02Vとすることが出来ました。ご指導どうもありがとうございました。

お礼日時:2010/07/11 17:37

ANo.2,5 です。


一通り回路図の部品定数が読み取れました。
予想通りで、原因は2項目ありますが、主原因はCRDの利用の1原因です。
1.12V、5Vのゲートドライブ電圧が低い。(VGSが低下する。)
2.5Vの基準電圧にCRDを使っているが、5Vでは電圧不足である。
*定電流回路用にCRDを使っているが、ピンチオフ電圧(肩特性):3.7Vを考慮すると
 5V、12Vのゲート電圧は、Vgs(off)が1.5~3.5Vとピンチオフ電圧3.7Vを加えると5.2V~7.2V高い電圧が必要である。
  5Vの基準電圧もZD電圧とCRD電圧のピンチオフ電圧3.7Vを加えると、出力電圧9V以下では安定しないい

参考:定電流ダイオード(CRD)の原理と使い方
http://www.cqpub.co.jp/hanbai/books/41/41241/412 …

原因・対策:
1.5Vの基準電圧回路の問題
定電流ダイオード(CRD):E-452
ピンチオフ電圧(肩特性):3.7V
ピンチオフ電流:3.90~5.10mA
つまり、
 12Vの基準電圧側;E-452 + 05Z5.1 → 3.7V + 5.1V = 8.9V OK
  5Vの基準電圧側;E-452 + 05Z3.9 → 3.7V + 3.9V = 7.6V NGで2.6V電圧不足
よって、5Vの基準電圧側は、CRDを止めて抵抗に置き換える。
Irを5mAとすると、5V-3.9V(ZD)/0.005A =220Ω ←これで5V基準電圧は安定します。

2.12V、5Vのゲートドライブ電圧の対処
方法に2通りあります。
1)CRDのピンチオフ電圧をVk;2.3V/2.7V 程度のE-202かE-272を使用する。(Ip;約1.68~2.32mA、2.28~3.10..)
2)ゲートドライブ電圧をDC+3~+5V増加させる追加簡易電源を、5V、12V電源入力電圧の上に
追加してドライブ電圧のみを増加させる。
*この方法はトランジスタ式のシャントレギュレータの効率向上の常套手段で、電源トランスの出力電圧低下・MOS_FETの損失低下で発熱が低下しトランスも現有の物が使えます。

>ありがとうございます。直接JPGに変換した画像を作ったのですがアップするボタンがみつかりません。
一度画像などをアップしたら追加修正はできません。
新規に再度レスを立てるかアップ・ローダのサイトを利用するかしなければなりません。
ご参考に・・・・・
 

この回答への補足

CRDの使い方について大変良くわかりました。早速実行してみます。また2)の別電源をゲートのドライブに当てる方法はなかなか魅力的です。参考図例のURLなどありましたら教えていただけますか?

補足日時:2010/07/09 23:56
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No.1です。


トランスの選択を誤っているのはもっとも大きな問題です。

>12Vの方は16.6
無負荷でそれでは、負荷をかけた場合は致命的です。
平滑用Cが15000μ+1000μで2Aの条件で、地域を50Hz地域と仮定すると、概算で
一般的な平均値表示タイプのテスターで表示される直流電圧値でも15V前後、
実際にはその値を中心に10ms周期で1.5Vp-p程度変動している事になるはずです。
このタイプの定電圧回路の入力としては、その変動している状態の下限の電圧を
十分高く確保する必要があります。
無負荷で16.6VということはAC12V定格のトランスを選択してしまってるのでは
無いかと思いますが、出力電圧の安定性を要求する場合には選択誤りです。
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この回答へのお礼

おっしゃるとおりAC12V定格のをDC12V用としています。プラス3Vの余裕があればOKかと思ったのですが、そういうわけではないのですね。今週末、この12V用の8VタップをDC5V用として実験してみます。ありがとうございます。

お礼日時:2010/07/09 08:49

ANo.2 です。


>1.誤差検出用の(トランジスタの)ゲインが低い、とはつまり2SC1775AEでは不適当だということでしょうか。あるいは何処かの定数を変えればよいのでしょうか。具体的な対策をご教示いただけますでしょうか。
2SC1775AEでは不適当ではありません。
回路定数と印可電圧が何Vかが重要です。

>2.ZDに流す電流、これは私も今朝思いついたことでした。一つ覚えで4.5mAにしていました。では適当な電流値はどのくらいなのでしょうか。
ZDに流す電流;約5mAで大丈夫です。

*申し分け有りませんが、添付画像の部品常数が読み取れないので、雰囲気で読み取っています。
ANo.3,4 さんも同じ様な指摘をされていますが、電源の入出力電圧差とゲートバイアスの電圧が不明です。
もし宜しければ各電圧と抵抗値をお知らせください。
鮮明回路図を別途アップが可能なら、そちらも検討ください。
 

この回答への補足

ありがとうございます。直接JPGに変換した画像を作ったのですがアップするボタンがみつかりません。
文字で説明させていただきますと、平滑用Cは15000μ、以下を別筐体に入れる予定だったので定電圧基盤の頭に更に1000μいれています。次の時定数回路は1k+100μです。1775AEは1.5mA流すということでMosFETのゲートにつながる定電流ダイオードはE152を使っています。ここまでは12V,5V共通です。基準電圧の部分は12Vの方がE452(4.5mA)+05Z5.1、5Vの方はE452+05Z3.9です。共通エミッタ抵抗は12Vが1.5k、5Vが1kで、出力の分圧回路は4.5mA流したときにベース、アース間が12Vの方は5.1V、5Vの方は3.9Vになるように決定しています。出力にパラに入れたのは100μです。
これで何かのヒントになりましたでしょうか。

補足日時:2010/07/09 01:02
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はじめまして、横から失礼いたします。



回路図がとても重要なんですが、解像度が低くて、素子の名前や定数が読み取れません。できれば
鮮明な回路図をアップしていただくとアドバイスもより的確にできるんですが...。無理ですかね。

 では質問させてください。

1) トランス出力をダイオードで整流後の電圧は何Vありますか?
  この電圧は最低、安定化出力電圧(たとえば12V)+NMOSを動作させるのに必要なゲート-ソース間電圧(この場合、2~3V程度は必要のようです。)+NMOSのゲートをドライブするための低電流ダイオードが定電流動作を行うのに必要なダイオードのアノード-カソード間の最低電圧(最低でも1V程度は必要か?)
+(その定電流ダイオードのアノードに流れる体電流の値)×(定電流ダイオードのアノードとトランス出力の整流後の出力間に接続された抵抗の抵抗値、(たとえば定電流値が5mAで抵抗が1kΩの場合は5×1=5Vになる))を求めます。この電圧がダイオード整流後の電圧より大きい場合はトランスの出力電圧が足りないことになります。もし、そうならば、NMOSのゲートに正常動作に必要な十分な電圧を供給できませんので、ゲインが大幅に低下してしまい定電圧制御性能が悪化してしまいます。もし、この電圧がダイオードで整流後の電圧より低ければ、ゲインは非常に大きくなり、負荷電流の1Aや2A程度の変動にはビクともしない定電圧性能が発揮されるはずです。

2)トランジスタの差動回路の共通エミッタの電圧Veはいくらありますか?
3)その共通エミッタとGND間の抵抗REの抵抗値はいくらですか?
  REはNMOSのゲートにカソードが接続された定電流ダイオードの定電流値Igateの大体2倍流せるような値に設定するのが適切な設計です。すなわち RE=Ve/(2×Igate)で計算される値に近いですか?もしそうでなければ、REを変えてください。

それから、基準電圧のツェナーダイオードの電圧が低めなのはそのままにしておいて出力を分圧している抵抗分圧回路の下側の抵抗を少し小さくして出力電圧が予定の電圧になるように調整してみてください。
多分、それで十分だと思います。

この回答への補足

大変丁寧なご説明、ありがとうございます。まず1)ですが、無負荷状態で各電圧を実測してみました。おっしゃるとおりに合算してみますと、12Vの方は16.6<(12+2.5(仮に)+0.8+1.5=16.8)となってちょっと苦しい感じです。また5Vのほうは8.6<(5+2.5+0.27+1.5=9.27)となってさらに苦しいですね。トランスの選択を誤ったというところなのでしょうか。また現在使用しているK849はデータシートではVgs(off)が1.5~3.5Vとなっていますが、最近入手したK1298は1~2Vとなっています。こちらに交換すると改善される可能性がある思ってよいのでしょうか。また5Vの方の定電流ダイオードの両端電圧がやけに低いのが気にかかります。抵抗1KΩを220~330Ω程度にすべきなのでしょうか? 
2)と3)ですが、おっしゃるとおりの設計にしています。12Vの方は1.5mA(E152)*2*1.5kΩ=4.5Vのところ実測値は4.1V、5Vのほうは同様に3mA*1kΩ=3Vのところ、実測値は2.36Vとなってちょっと低いなという感じです。これは前出の1KΩを小さくすることによって改善されるのではないでしょうか。
画像は少しましなのをアップしようとしていますが、ボタンの場所がわからなくて難義しています。

補足日時:2010/07/09 00:34
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はじめまして、横から失礼いたします。



回路図がとても重要なんですが、解像度が低くて、素子の名前や定数が読み取れません。できれば
鮮明な回路図をアップしていただくとアドバイスもより的確にできるんですが...。無理ですかね。

 では質問させてください。

1) トランス出力をダイオードで整流後の電圧は何Vありますか?
  この電圧は最低、安定化出力電圧(たとえば12V)+NMOSを動作させるのに必要なゲート-ソース間電圧(この場合、2~3V程度は必要のようです。)+NMOSのゲートをドライブするための低電流ダイオードが低電流動作を行うのに必要なダイオードのアノード-カソード間の最低電圧(最低でも1V程度は必要か?)
+(その定電流ダイオードのアノードに流れる体電流の値)×(定電流ダイオードのアノードとトランス出力の整流後の出力間に接続された抵抗の抵抗値、(たとえば定電流値が5mAで抵抗が1kΩの場合は5×1=5Vになる))を求めます。この電圧がダイオード整流後の電圧より大きい場合はトランスの出力電圧が足りないことになります。もし、そうならば、NMOSのゲートに正常動作に必要な十分な電圧を供給できませんので、ゲインが大幅に低下してしまい定電圧制御性能が悪化してしまいます。もし、この電圧がダイオードで整流後の電圧より低ければ、ゲインは非常に大きくなり、負荷電流の1Aや2A程度の変動にはビクともしない定電圧性能が発揮されるはずです。

2)トランジスタの差動回路の共通エミッタの電圧Veはいくらありますか?
3)その共通エミッタとGND間の抵抗REの抵抗値はいくらですか?
  REはNMOSのゲートにカソードが接続された定電流ダイオードの定電流値Igateの大体2倍流せるような値に  設定するのが適切な設計です。すなわち RE=Ve/(2×Igate)で計算される値に近いですか?もしそうでなければ、REを変えてください。

それから、基準電圧のツェナーダイオードの電圧が低めなのはそのままにしておいて出力を分圧している抵抗分圧回路の下側の抵抗を少し小さくして出力電圧が予定の電圧になるように調整してみてください。
多分、それで十分だと思います。
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駄目出しになりますが、誤差検出用の利得が低いのと、基準電圧のZDに流している電流が少ないのも原因です。


原理的には定電圧電源の基礎回路ですので、回路常数の適・不適で安定動作に直結する部分があります。
また電流容量は必要以上に余裕を見過ぎている部分もあります。
1.過剰に電流容量の大きいブリッジダイオードも10~20Aクラス ←無用です。2倍の4/5Aで充分です。
2.制御FETは適当にカタログから選んでK849(60V40A)は必要ありません。 ←許容PC電力です。
3.FETのON抵抗ということだったのですが、調べてみると2SK849は38mΩと十分低く、問題はなさそうです。 ←本回路方式では関係しません。
4.10数年パーツ箱の中で眠っていたケミコンを多用した ←液漏れなどで静電容量はほとんど期待できません。新しい電解コンデンサを使用してください。
*シリーズレギュレータ方式ですので、整流出力電圧と12Vと5Vの電圧差が3Vから5Vを確保するのが重要です。

現在簡単で低コストで作成可能です。下記のキットや3端子ICで実現可能です。
検討してみてください。

実験室用 定電圧安定化電源キット(パワートランジスタ仕様)
http://akizukidenshi.com/catalog/g/gK-00202/
http://akizukidenshi.com/download/kairo/データ/電源関係/実験室用精密級%20定電圧安定化電源キットVer3.pdf
大容量出力可変安定化電源キット LM338T使用 最大5A
http://akizukidenshi.com/catalog/g/gK-00096/
http://akizukidenshi.com/download/kairo/データ/電源関係/LM338T使用安定化電源キット.pdf
 

この回答への補足

アドヴァイスありがとうございます。2点わからないことがありますので質問させていただきます。
1.誤差検出用の(トランジスタの)ゲインが低い、とはつまり2SC1775AEでは不適当だということでしょうか。あるいは何処かの定数を変えればよいのでしょうか。具体的な対策をご教示いただけますでしょうか。
2.ZDに流す電流、これは私も今朝思いついたことでした。一つ覚えで4.5mAにしていました。では適当な電流値はどのくらいなのでしょうか。
以上よろしくお願いいたします。

補足日時:2010/07/08 14:19
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アドバイスですが、回路図を貼り付けする事をお勧めします。



参考にした回路図から色々変えているとは思いますが、
多分書き込みを省略されている変更ポイントが解り難いです。
例えば、基にした回路の負荷が0~150mAで、製作したものは3A想定と20倍なので
当然コンデンサー類も20倍の容量を用意していると思いますが
その様な基本的な部分を当たり前の事だからと言って書くのを省略されると
問題点がとても見え難いです。
ここの掲示板には図や写真を貼り付ける機能があるのですから、
有効に利用することをお勧めします。

この回答への補足

なんとか画像を貼り付けてみましたが、不鮮明で申し訳ありません。BMP-JPEGで直接変換できればもう少しきれいになるかと思いますが、、、

補足日時:2010/07/07 23:27
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> しかし、雑誌の記事を見ると第一グリッドの電圧は160Vなのにカソードからの出力は300Vと記載されていたりして動作が分かりません。

別に難...続きを読む

Q定電圧、定電流回路

NPNトランジスタを使い、電力増幅器を作ろうと思っています。
エミッタ接地でエミッタ-GND間には抵抗等何も入れません。
バイアス回路として定電圧、定電流回路を入れ、トランジスタのコレクタ電圧とコレクタ電流を一定にしたいと考えています。
(例えばトランジスタのhfeがばらついても2V、10mAとなるように)
なるべく簡単に構成できる定電圧かつ定電流回路をご教授願います。
(トランジスタひとつと抵抗数個とかで構成できるのが理想です)
大元のDC電圧はボルテージレギュレータを使うため一定とお考えください。
以上、宜しくお願い致します。

Aベストアンサー

質問者は
入力とは 入力端子にかかる電圧もしくは電流(あるいは両方)の変化
出力とは 出力端子にかかる電圧もしくは電流(あるいは両方)の変化
であることを失念している
あるいは 質問の定電圧・定電流が 直流分のみについての表現であることとを 意図的に省略していませんか

出力が定電圧、定電流であれば 出力は現れません(あえて言えば、出力がある状態に固定されている)から 増幅回路は成立しません

そのあたりの曖昧さと思い込みが、意味不明と指摘されていること、その指摘の意味が理解できないことに繋がっているように思えます

増幅回路とは 入力の何らかの変化が「増幅」されて出力に現れる回路です これが全て一定で変化が生じなければ、増幅現象は生じません

Qオペアンプを使った定電流回路

オペアンプを使った定電流回路についてご質問します。私は、通常、オペアンプを1つ使って、定電圧源を入力して電圧-電流変換回路を作って定電流源としていました。(オペアンプの許せる範囲で)ある人は、G=50dBの差動アンプ出力を1Ωのセンシング抵抗に接続し、計装アンプでその両端電圧を接続します。そしてその入力を10倍して、負帰還していました。尚、50dBの差動アンプは、カットオフ周波数が60HzのLPFを構成していました。閉ループ回路ということになるのでしょうが...特性的にはどちらが良いのでしょうか

Aベストアンサー

(周波数特性)や(現状の問題点)にお答えする前に、式の導出法を書いておきます。
計算し直してみるといくつかミスがありました。

【OPアンプの開ループ利得が有限の場合の出力電流の式の導出】

(1) OPアンプ1個の回路

    I1 →   ↓V1   I1 →
 Vin ─ R1 ──┬── R2 ──┐
           │┏━━┓   │
           └┨-  ┠──┤← A*( V2 - V1 )
       V2 → ┌┨+  ┃   │
           │┗━━┛   Rs ↓I2 + Ix
           │ ← I2     │
           ├─ R4 ───┤← Vx
      I2↓  R3         Rx ↓Ix
           ┷ GND      ┷

OPアンプの非反転入力端子(+)の電圧を V1 [V]、反転入力端子(-)の電圧を V2 [V] とします。OPアンプの入力端子には電流は流れないとすれば、抵抗 R1 [Ω] 、R2 [Ω] に流れる電流は同じで、これを I1 [A] とおきます。同様に、抵抗 R3 [Ω]、R4 [Ω] に流れる電流も同じなのでこれを I2 [A] とおきます。負荷 Rx に流れる電流を Ix [A] とすれば、センシング抵抗 Rs [Ω] に流れる電流は、I2 と Ix の和になります。一方、OPアンプの出力電圧は、非反転入力と反転入力間の電圧差に開ループ利得をかけたものなので、A*( V2 - V1 ) で表わされます。理想OPアンプでは A → ∞ とみなすので、V1 = V2 となりますが、A が有限の場合は V1 ≠ V2 です。これらのの値は回路図に書かれています。

オームの法則から、「 抵抗を流れる電流 = (電流が流れ込む側の電圧 - 電流が出て行く側の電圧)/抵抗値 」なので、それぞれの抵抗について電流と電圧の式を書き出すと
   R1について  I1 = ( Vin - V1 )/R1 --- (1)
   R2について  I1 = { V1 - A*( V2 - V1 ) }/R2 --- (2)
   R3について  I2 =V2/R3 --- (3)
   R4について  I2 = ( Vx - V2 )/R4 --- (4)
   Rsについて  I2 + Ix = { A*( V2 - V1 ) - Vx }/Rs --- (5)
となります。これを解いて Ix = の形にするのは難しそうですが、知りたいパラメータ(Ix)と、知らなくてもいいパラメータ(I1, I2, V1, V2 )を考えて、知らなくてもいいパラメータを消していくように変形していきます。

まず、I1 を消すために、式(1) の右辺 = 式(2)の右辺 という関係から
   ( Vin - V1 )/R1 = { V1 - A*( V2 - V1 ) }/R2
とします。これで I1 が消えました。これを変形して、V1 = の形にします(後で V1 を消すため)。すると
   V1 = ( Vin/R1 + V2*A/R2 )/{ 1/R1 + ( 1 + A )/R2 } --- (6)
となります。

同様に、I2 を消すために、式(3) の右辺 = 式(4)の右辺 という関係から
   V2/R3 = ( Vx - V2 )/R4
とします。これで I2 が消えました。これを変形して、V2 = の形にします(後で V2 を消すため)。すると
   V2 = Vx*R3/( R3 + R4 ) --- (7)
となります。

V1 と V2 も知らなくていいパラメータなので、これらを消すために、式(6)と式(7)を式(5)に代入します。すると
   I2 + Ix = [ A*[ Vx*R3/( R3 + R4 ) - ( Vin/R1 + V2*A/R2 )/{ 1/R1 + ( 1 + A )/R2 } ] - Vx ]/Rs --- (8)
となります。この式にはまだ I2 が残っていますが、これは式(7)を式(3)に代入すれば
   I2 = Vx/( R3 + R4 ) --- (9)
となります。I2 というのは、R3 と R4 に流れる電流ですから、式(9)は、R3 + R4 の両端の電圧 Vx を R3 + R4 で割ったのが I2 という当然の結果です。式(8) にはまだ V2 が残っていますが、これは式(7) ですでに与えられています。

したがって、式(7)と式(9)を式(8)に代入して、I2 と V2 を消せば
   Vx/( R3 + R4 ) + Ix = [ A*[ Vx*R3/( R3 + R4 ) - { Vin/R1 + Vx*R3/( R3 + R4 )*A/R2 }/{ 1/R1 + ( 1 + A )/R2 } ] - Vx ]/Rs
となります。これで知らなくていいパラメータはなくなりました。これを Ix = の形に変形すれば
   Ix = -R2*Vin[ Rs*{ R1 + ( R1 + R2 )/A } ] - Vx*{ R1*( R4 + Rs ) - R2*R3 + ( R1 + R2 )*( R3 + R4 + Rs )/A }/[ Rs*( R3 + R4 )*{ R1 + ( R1 + R2 )/A }
となります。ANo.3の最初の式の第二項に Vx がついていませんが、上式が正しいです。

真の定電流源とするには、この第二項をゼロとすればいいので
   R4 = { R2*R3 - R1*Rs - ( R1 + R2 )*( R3 + R4 )/A }/{ R1 + ( R1 + R2 )/A }
とすれば良いことになります。A → ∞ のときは
   R4 = R2*R3/R1 - Rs
となります。

(2) OPアンプ2個の回路

 Vin ─ R1 ─┬─ R2 ─┐
         │┏━━┓│   Ix →
         └┨-  ┠┴── Rs ─-┐
         ┌┨+  ┃         │
         │┗━━┛┏━━┓   │
         ├─ R4 ┬┨   +┠──┤
         R3    │┃   -┠┐ Rx ↓Ix
         ┷ GND │ ┗━━┛│ ┷
               └────┘

これは、(1)の回路で、Rs に流れる電流が I2 + Ix でなく、Ix としたものになります(Rs を流れる電流は、Rx にしか行ないので)。つまり、式(8)の左辺を、 I2 + Ix の代わりに Ix としたものになります
   Ix = [ A*[ Vx*R3/( R3 + R4 ) - ( Vin/R1 + V2*A/R2 )/{ 1/R1 + ( 1 + A )/R2 } ] - Vx ]/Rs --- (8')
これに式(7)
   V2 = Vx*R3/( R3 + R4 ) --- (7)
を代入すれば
   Ix = - R2*Vin/[ Rs*{ R1 + ( R1 + R2 )/A } ] + Vx*{ R2*R3 - R1*R4 - ( R1 + R2 )*( R3 + R4 )/A }/[ Rs*( R3 + R4 )* R1 + ( R1 + R2 )/A } ]
となります。

真の定電流源とするには、右辺の第二項をゼロとすればいいので
   R4 = R2*R3/R1 - ( R1 + R2 )*( R3 + R4 )/A
とすれば良いことになります。A → ∞ のときは
   R4 = R2*R3/R1 → R4/R3 = R2/R1
となり、(1)と違って、Rs の影響を受けません。

(3) 差動アンプを2個使った回路

      利得α バッファ
     ┏━━┓ ┏┓
 Vin ─┨+   ┠┨┠┐← V2
    ┌┨-   ┃┗┛│
    │┗━━┛  ┌┤
  V1│  ┏━━┓│Rs ↓Ix
    └─┨  +┠┘│
       ┃  -┠─┤← Vx
       ┗━━┛  Rx ↓Ix
        利得β   ┷

これは抵抗が少ないので計算は楽です。差動アンプ1の反転入力端子の電圧を V1( = 差動アンプ2の出力電圧)、差動アンプ1の出力電圧(= 差動アンプ2の非反転入力電圧)を V2 とすれば
   V2 = α*( Vin - V1 ) --- (1)
   V1 = β*( V2 - Vx ) --- (2)
が成り立ちます。一方、負荷電流 Ix はセンシング抵抗を流れる電流に等しいので
   Ix = ( V2 - Vx )/Rs --- (3)
となります。

式(2)を式(1)に代入すれば
   V2 = α*{ Vin - β*( V2 - Vx ) }
   → V2 = α*( Vin + β*Vx )/( 1 + α*β )
これを式(3)に代入すれば
   Ix = { α*( Vin + β*Vx )/( 1 + α*β ) - Vx }/Rs
    = Vin/{ Rs*( β + 1/α ) } - Vx/{ Rs*( 1 + α*β ) }
となります(ANo.2の式の第二項は+となっていますが、-の間違いです)。

この場合、抵抗比を調整しても真の定電流源にはできません。真の定電流源にするには α→∞ とするしかありません。βは変換利得( Ix/Vin )を決めるものなので∞にはできません。

(周波数特性)や(現状の問題点)にお答えする前に、式の導出法を書いておきます。
計算し直してみるといくつかミスがありました。

【OPアンプの開ループ利得が有限の場合の出力電流の式の導出】

(1) OPアンプ1個の回路

    I1 →   ↓V1   I1 →
 Vin ─ R1 ──┬── R2 ──┐
           │┏━━┓   │
           └┨-  ┠──┤← A*( V2 - V1 )
       V2 → ┌┨+  ┃   │
           │┗━━┛   Rs ↓I2 + Ix
           │ ← I2     ...続きを読む

Q定電圧ダイオード発生ノイズ用のコンデンサ容量

定電圧ダイオードはアバランシェ現象(電子雪崩)を利用する素子であり、ノイズを発生します。その為、ノイズ除去を目的として定電圧ダイオードと並列にバイパスコンデンサが取り付けられます。ここで分からないのが、コンデンサ容量の決定方法です。どのような計算からコンデンサ容量は決められるのでしょうか?

Aベストアンサー

計算したこと無いけど,付けてみてノイズが要求仕様以下だったらOKにしてます.
雑音はここの14ページに載ってます.
http://documentation.renesas.com/jpn/products/diode/rjj27g0009_zener.pdf
計算したかったら,データシートか実測で動作抵抗rdを求めて
http://documentation.renesas.com/jpn/products/diode/rjj03g0570_hz_l.pdf
並列容量Cから,等価雑音帯域fBが要求仕様を満足するようにしたらどうでしょう.
fB≒1/(4Crd)

ところで,定電圧ダイオードを基準電圧に使うんでしょうか?
最近では,基準電圧に使う人を見たこと有りません.
主な使用例は,サージ保護,過電圧保護等の保護用です.
基準電圧には,TL431のようなシャントレギュレータICが多いです.
http://focus.tij.co.jp/jp/paramsearch/docs/parametricsearch.tsp?family=analog&familyId=697&uiTemplateId=NODE_STRY_PGE_T
±1%程度なら無調整でいけるのが多用されている理由だと思います.価格も数円ですし.

計算したこと無いけど,付けてみてノイズが要求仕様以下だったらOKにしてます.
雑音はここの14ページに載ってます.
http://documentation.renesas.com/jpn/products/diode/rjj27g0009_zener.pdf
計算したかったら,データシートか実測で動作抵抗rdを求めて
http://documentation.renesas.com/jpn/products/diode/rjj03g0570_hz_l.pdf
並列容量Cから,等価雑音帯域fBが要求仕様を満足するようにしたらどうでしょう.
fB≒1/(4Crd)

ところで,定電圧ダイオードを基準電圧に使うんでしょうか?
最近では,...続きを読む

QFETの駆動電圧2SK2232

電子回路の初心者です。
2SK2232というFETで電流のスイッチングをやろうとしてます。
データシートを見ると最初に、駆動電圧が4Vと書いてあります。
(ここで引っかかってしまいました)
これって
V-GSは4V以上で使いなさい。
V-DSは4V以上で使いなさい。
どっちなんでしょう? あるいは別の意味なんでしょうか。

Aベストアンサー

VGSが4V以下だとドレイン電流を流すことが出来なくなり、中途半端にONしていることになります。

特性表を見ていただくと分かりますが、VGS=2.5Vの時はID=3Aまでしか流すことは出来ません。
また、VDSが高くなり負荷にはVDSを差っ引いた電圧が印加されます。
それに伴いFETは P=VDS*ID の熱を持ちます。

Q金田アンプNo.192保護回路

金田アンプNo.192の保護回路DC検出部及び保護回路制御部の動作原理が分かりません。4011BPとはどんなオペアンプなのか?Detは何を意味しているのか?
差動アンプの原理程度は理解しているつもりの初心者です。どなたかご指導願います。

Aベストアンサー

A1(1):
そうです。

A1(2):
そうです。

A2:
この1S1588は、DC検出時にDetが-16Vまで引っ張られないための(Det≒0Vで下げ止まり、それ以下とならないための)部品です。

通常時6.14Vが掛かっているのは(ダイオードの)逆方向なので、1S1588の逆耐電圧30Vまでは問題ありません。
http://www.madlabo.com/mad/book/device/1s1588.PDF


ちなみに、仮に1S1558を間違えて逆向き(=順方向に6.14V掛かる向き)につけたとしても、ダイオードが壊れることはありません。
(保護回路が動作しっ放しとなって、アンプは動かなくなりますが・・・)
回答は書きませんので、勉強のためにご自分で考えてみて下さい。
(ヒント:Detの電圧発生源はどこですか?)

Q真空管の規格の読み方について(最大プレート電圧)

こんばんは。
タイトルの通りの質問です。

ST管で自作の真空管アンプをつくろうと思っています。
ところがいわゆる電力増幅管は値が張るので、電圧増幅管で代用したいのですが
データシートの最大プレート電圧の解釈がわかりません。

例えば以下のデータシートの場合
http://frank.pocnet.net/sheets/049/2/2C21.pdf
最大プレート電圧は250Vになると思います。
電圧増幅段でA級増幅させ、次段とCR結合しているならば、電源電圧を最大値にして
プレート電圧が振れるので、電源電圧が250V以下ならば定格内だと言えると思います。

ところが電力増幅段に使う場合(つまり負荷がトランスの場合)は、プレート電圧は
指定した動作点(電源電圧)を中心に振れ、電源電圧が250Vでも実際には250Vを
超えたプレート電圧になってしまいます。これは定格外と言えるのでしょうか?
それとも動作点が定格内に収まっているので定格内になるのでしょうか?


分かりにくくて申し訳ありませんが、上のデータシートの例で言えば、
「最大プレート電圧は250Vである。しかしA級増幅の動作点を動作例に示された
動作点(Vp=250,Vg=-16.5)に設定すると、信号によりVgがさらに深くなったときに
最大プレート電圧の250Vを超えてしまうのではないか?なぜそのような動作例が
紹介されているのか?」
ということです。

補足等必要でしたらいたしますのでよろしくお願いします。

こんばんは。
タイトルの通りの質問です。

ST管で自作の真空管アンプをつくろうと思っています。
ところがいわゆる電力増幅管は値が張るので、電圧増幅管で代用したいのですが
データシートの最大プレート電圧の解釈がわかりません。

例えば以下のデータシートの場合
http://frank.pocnet.net/sheets/049/2/2C21.pdf
最大プレート電圧は250Vになると思います。
電圧増幅段でA級増幅させ、次段とCR結合しているならば、電源電圧を最大値にして
プレート電圧が振れるので、電源電圧が250V以下ならば定格内だと言え...続きを読む

Aベストアンサー

2C21のAクラス動作例を見ますとプレート電圧250v、バイアス-16.5v時プレート電流が8.3ma流れます。最大プレート損失は2.1Wです。動作例では2.075wですから定格内となります。信号が入りグリッド電圧が0vの時、-33vの時の電流と電圧の積(プレート損失)も2.1w未満でなければなりません。と言うように最大プレート電圧は動作点で変化します。真空管が壊れる電圧とは違いますので参考に。2C21を出力管に使用する場合出力トランスのインピーダンスは相当高く30KΩ位でないとうまくないようですが。パラレルに使用ならその半分でいいことになります。試しに特性カーブの上に30kΩの負荷線を引いてみてください。電圧の300Vから電流の10maのところに直線を引き。それが250V、-16.5vの点を通る様に並行移動させます。バイアス0v、-33Vの電圧電流の積が2.1W未満で有ればいいと思います。で、色々負荷線を変えてみて最大プレート損失を超えない動作点を求めてみてください。パラシングルで1w位期待出来そうですが。

Q金田式自作アンプの不具合について

メインアンプは完成品No.167をテクニカルサンヨーから購入。
プリアンプはNo.192を自作しました。
完成後、各部の確認調整、各電圧のチェックと調整をアンプを作りなれた友人にお願いしました。
完成し早速接続してレコードをかけてみたところ、ボリュームを1.5目盛りまで回したところでメインアンプのプロテクタが動作しました。何度確認してもプロテクタが動作しました。
CD をかけてみると、ボリュームを
4目盛りまで(11 時頃)まで回してもメインアンプのプロテクタが動作することはありません。
良い音は出ていますがボリューム1.5 目盛りでは音が低すぎて楽しめません。
何度か友人にお願いして電圧やらチェックしていただきましたが状況は
変わりません。
唯一状況に変化が有ったのは、プリアンプとメインアンプを接続するシールド線を長くしたときで、3目盛りぐらいまでボリュームを回すことが出来ました。でもまだ音低いです。
どの様な原因が考えられるのか、何処をチェックしたら良いのか、宜しくお願いします。

Aベストアンサー

No.1です。

良回答が続いていると思います。
動作中にいわゆるテスターで測定すると、正しい電圧が測れないのと同じように。
DCアンプで心しておかくのが、DC回路同士を繋ぐと、互いに相手のパーツを自分の回路に取り込んでDCバランスがドリフト(横滑り)してしまうということです。
多くても数Ω違う程度なのでしょうが『シールド線を長くしたときで、3目盛りぐらいまでボリュームを回すことが出来ました。』にそれ(サーキット合体化の軽減)が現れているのでしょう。
プリアンプ・パワーアンプそれぞれを単独で測定して入出力のDCが0Vだったとしても、それらを接続した時にDCが0Vになるという保障には成らないのです。
例えばパワーアンプの±電源からパーツを通じてプリアンプの出力部に電流が流れNFB回路から位相反転してプリアンプ出力にDCが発生すること等が有り得る訳です。
DCアンプ同士を接続した場合は、2台を1サーキットとして考えなければならないのです。
アンプに限りませんが、DC接続で組み合わせの相性(ケーブルの相性も含む)が激しいのは、接続相手まで自分の回路として取り込んでしまうからなのです。

ホームオーディオ製品では、PHONEカートリッジとかスピーカーはDC接続されます。
楽器では、ギターとギターアンプがDC接続です。
あなたの組み合わせでは、PHONEカートリッジからスピーカーまでが、1サーキットになっていると考えなくてはなりません。

これを止める方法が、カプリングコンデンサで直流をカット(DCインピーダンス∞)することなのです。
これで2つのアンプの直流的な繋がりはアースのみになります。
測定も、アンプ単独でなく、接続動作状態で、測定への影響が少ないインサーキットテスターとかオシロスコープのように入力インピーダンスがメガΩ級の測定器でチェックしてみてください。

No.1です。

良回答が続いていると思います。
動作中にいわゆるテスターで測定すると、正しい電圧が測れないのと同じように。
DCアンプで心しておかくのが、DC回路同士を繋ぐと、互いに相手のパーツを自分の回路に取り込んでDCバランスがドリフト(横滑り)してしまうということです。
多くても数Ω違う程度なのでしょうが『シールド線を長くしたときで、3目盛りぐらいまでボリュームを回すことが出来ました。』にそれ(サーキット合体化の軽減)が現れているのでしょう。
プリアンプ・パワーアンプそれぞれを単独...続きを読む


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