反転増幅器と非反転増幅器とはどう違うのですか?
また、増幅器は直流・交流、電圧以外の増幅にも使えるのでしょうか?

A 回答 (2件)

反転増幅器は、入力電圧が上がれば出力電圧が下がるものです。


例えば、入力端子の電圧が1Vのときと2Vのとき、
○ 10倍の非反転増幅器;入力1Vで出力10V、入力2Vで20V
○ 10倍の反転増幅器;入力1Vで出力-10V、入力2Vで-20V
になります。

現実には、反転増幅器は、電源電圧20Vの機器で、入力0Vで出力20V(電源電圧いっぱい)、入力1Vで10V(電源電圧から10V低い)、入力2Vで0V(電源電圧から20V低い)というように使うことが多いです。

また、非反転増幅器は、入力に対して出力が素直なので、面白いことは起きにくいのですが、反転増幅器は「帰還」という方法でいろいろなことが起きるので、複雑な効果を簡単に発生させることができます。

例えば、出力端子と入力端子を無理につなぐと、
入力の電圧が低い→出力の電圧が高い→入力の電圧が高くなる→出力の電圧が低くなる→入力の電圧が高くなる・・・・・と延々と続く、「発振」の状態になります。

このほか、増幅器内部で起きた歪みを打ち消したり、増幅率が電圧によって対数状に変わるなどの加工も、反転増幅器によりできる芸当です。
なお、反転型は2個並べれば非反転型になりますが、非反転は、いくつ並べても反転にはなりません。あはは。

なお、増幅器は、設計により、交流用も直流用もあり、電圧用も電流用もあり、これらの増幅機能が複合したものがありますが、一般的に
(1) 電圧増幅用と電流増幅用は別。転用できるが、特性が素直でなくなる。
(2) 「交流用」を、早い振動数(高い周波数)と解釈した場合、直流用(ゆっくりとした電圧変動も増幅できる)タイプは、高い周波数が不得意。(直流用はだいたい数十MHzまで)
(3) 「交流用」を、入力が負電圧(電源電圧の逆極性電圧)になるものと解釈した場合、直流用(電源電圧と同極性の電圧のみを増幅)するタイプは、波形の負電圧側は増幅できない。これを避けるためには、バイアス(入力端子に電源から直流を流し込む)により、例えば±1vの入力波形を0v~2vの波形に移す加工をします。
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この回答へのお礼

大変よくわかりました.ありがとうございました.

お礼日時:2001/06/13 12:32

交流増幅器で、入力と出力の波形が反対になるものを反転増幅器、ならないものを非反転増幅器といいます。



直流、交流、電圧、電流(電力)、それぞれに応じた増幅器があります。

また、電気だけじゃなく、電波、光、音、素粒子などいろんなものに対する増幅器があります。
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この回答へのお礼

いろんな種類があるのですね.ありがとうございました.

お礼日時:2001/06/13 12:32

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差動増幅器(インスツルメンテーションアンプ)のボード線図を描くために周波数特性の式を導出したいのですが、1段目の周波数特性式が分かりません。
ちなみに、差動増幅器内の抵抗は、可変抵抗R1を2.2kΩ、その他の抵抗R2~R7を全て10kΩにした電圧利得約10倍のものを作ろうとしています。
どうぞ宜しくお願いします。

Aベストアンサー

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Aベストアンサー

共通な式というのは、コンデンサを入れて計算した式ということですね。
Denkigishiさんのコメントの通り、この回路は低域特性はコンデンサや抵抗の値で決まり、高域はトランジスタの特性で決まります。したがって広帯域に渡ってちゃんと計算するのなら、トランジスタの交流等価回路(SPICEパラメータ)を取り入れる必要があります。しかし、それではあまりに複雑なので、直流的な等価回路を使って計算する方法を紹介します。

hパラメータを使ったトランジスタの直流等価回路は、厳密には【図1】のようになりますが、実用的には【図2】のように簡略化したものを使います[1]。すると、問題のエミッタ接地回路 [3] の交流的な等価回路は【図3】のようになります。図3では、負荷抵抗RLを追加してあります。なぜなら、これがないと、出力コンデンサCoutの影響が出ないからです。この回路から電流と電圧の式を立てると

i0 = j*ω*Cin*( v0 - v1 )
i1 = ( v1 - v2 )/hie
i0 - i1 = v1*( 1/R1 + 1/R2)
i1 + i2 = ( 1/Re + j*ω*Ce )*v2
i2 + i3 = -v3/Rc
i3 = j*ω*Cout*( v3 - v4 )
i3 = v4/RL
i2 = hfe*i1 ← 図2から

ですから、電圧利得( v4/v0 )は

v4/v0 = -j*ω*Cin*( 1/Rc + j*ω*Ce )*hfe*hie/( 1 + hfe )/[ 1/RL + { 1 + 1/( j*ω*Cout*RL ) }/Rc ]/[ hie*( 1/hie + 1/R1 + 1/R2 + j*ω*Cin )*{ hie*( 1/Re + j*ω*Ce )/( hfe + 1 ) + 1 } -1 ]

となります(筆算なので間違ってるかも)。この式を変形して、v4/v0 = A + j*B の形にすれば、利得 = √(A^2+B^2)、位相(入力基準)= atan(B/A) [rad] となります。Excelの複素数計算の関数を使えば、利得=IMABS( )、位相=IMARGUMENT( )です。

なお、hパラメータには周波数依存があるので(データシートのは270Hzでの値)、Denkigishiさんのコメントの通り、これを考慮しないと高域での特性が現実と違ってきます。トランジスタの高周波等価回路の例を資料 [4] に示します。

     i1 →              ← i2
  B ─ hie ─┐   ┌────┬── C     v1 = hie*i1 + hre*v2
   ↑     │+ │      │   ↑     i2 = hfe*i1 + hoe*v2
   v1    hre*v2 ↓hfe*i1  hoe   v2
   │     │- │      │   │
  E ────┴─-┴────┴── E

【図1】 hパラメータを使ったトランジスタの等価回路

     i1 →        ← i2
  B ─ hie ─┐  ┌───── C       v1 = hie*i1
   ↑     │  │      ↑        i2 = hfe*i1
   v1     │  ↓hfe*i1  v2
   │     │  │      │
  E ────┴─-┴───── E

【図2】 簡略化した等価回路

     → i0  v1   → i1    ← i2 v3  → i3
   v0 ─Cin─┬─── hie ┐  ┌──┬──Cout──┬─ v4
         │        │  ↓   │         │
   i0-i1 ↓ R1//R2     └─-┤v2  Rc ↑i2+i3  RL ↓i3
          │           │   │        │
         ┷      i1+i2 ↓│   ┷        ┷
                      ├─┐               ┷ = GND
                     Re Ce               R1//R2 = R1*R2/(R1+R2) 
                      ┷ ┷

【図3】 結合コンデンサのあるエミッタ増幅器の等価回路

[1] 最も一般的なNPNトランジスタの2SC1815Yを使った場合、データシート [2] から、DC的なコレクタ電流が Ic = 1mA のときのhパラメータは、hie = 4.5 kΩ、hre = 0.5×10^(-4)、hfe = 160、hoe = 2.5μSとなっていますが、このうち hre と hoe は小さいので、これらを無視すると、図2に示したような等価回路になります。
[2] 2SC1815データシート(3ページの「hパラメータ-Ic」) http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/ja/Transistor/2SC1815_ja_datasheet_020129.pdf
[3] エミッタ接地回路 http://ja.wikipedia.org/wiki/%E7%94%BB%E5%83%8F:Common_emitter.png
[4] トランジスタの高周波等価回路  http://ns.cqpub.co.jp/toragi/TRBN/trsample/2002/tr0209/0209sn7.pdf

共通な式というのは、コンデンサを入れて計算した式ということですね。
Denkigishiさんのコメントの通り、この回路は低域特性はコンデンサや抵抗の値で決まり、高域はトランジスタの特性で決まります。したがって広帯域に渡ってちゃんと計算するのなら、トランジスタの交流等価回路(SPICEパラメータ)を取り入れる必要があります。しかし、それではあまりに複雑なので、直流的な等価回路を使って計算する方法を紹介します。

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Q正弦波交流電圧e=100√2sinωt(V)をダイオードにより半波整流して得られる直流電圧の実行値、

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Vm:最大値
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VAbe:平均値

Vm:VAbe=√2:(2√2)/π
100√2:VAbe=√2:(2√2)/π
VAbe=約90(V)

と計算できるのですが、実行値については


Vm:√2=V:1より

100√2:√2=V:1

V=100(V)

となり解答の70.7(V)と合いません。
どこを間違えているのでしょうか

Aベストアンサー

図がおかしいですね。というかこれ、半波分の実効値と平均値の図
なんでしょうね。求めるのは一波分の実効値と平均値です。

 半波整流の最大値、実効値、平均値の比は

Vm:Vrms:Vave=1:0.5:1/π

です。Vm=141.42なら Vrms≒70.7

微積が駄目ならこの比を暗記してください。

Q電子回路 演算増幅器 オペアンプ 積分器 周波数特性について

オペアンプの積分器の周波数ー利得特性について、補正抵抗がついていないものと、ついているものの比較をしたいのですが、載っているサイトがなかなかみつかりません。サイトを知っているという方、もしくはどういう風な特性か分かる方、よろしくお願いいたします。

Aベストアンサー

参考URLの図A-3(2ページ目)がその回路です。参考URLでは結果しか書いてありませんが、その回路の利得と位相の周波数特性は以下のようにして計算できます。

【補正抵抗がある場合】
図A-3のように入力電圧を ei、出力電圧を eo、補正抵抗を Rf、積分回路を構成する抵抗とコンデンサをそれぞれ Ri、C とします。OPアンプの反転入力(-)の電位は非反転入力(+)の電位(0V)と等しいので、Ri に流れる電流 i は
   i = ei/Ri --- (1)
となります。

OPアンプの入力には電流が流れないので、この電流 i はC と Rf に分割されて流れますが、Rf 側に流れる電流を i1 とすれば、C に流れる電流は i - i1 となります(C と Rf に流れる電流の和は i なので)。C と Rf の両端の電圧は、OPアンプの反転入力(-)の電圧( 0V )と出力電圧 eo の差 eo に等しいので
   eo = i1*Rf --- (2)
   eo = ( i - i1 )/( j*ω*C ) --- (3)
となります。j は虚数、 ωは角周波数 です。
式(2) と (3) から i1 を消せば
   i = ( 1/Rf + j*ω*C )*eo --- (4)
なので、さらに式(1), (4) から i を消せば、入力と出力の比(複素利得)は
   eo/ei = 1/{ Ri*( 1/Rf + j*ω*C ) }
       = Rf/{ Ri*( 1+ j*ω*C*Rf ) } ← 分母と分子に Rf をかける
       = Rf*/[ Ri*{ 1 - ( ω*C*Rf )^2 } ]*( 1- j*ω*C*Rf ) ← 分母と分子に √( 1- j*ω*C*Rf ) をかける
となります。

これはA*( 1 - j*B ) の形ですから、その絶対値(利得)は
   | eo/ei | = A*√( 1 + B^2) = ( Rf/Ri )/√{ 1+ ( ω*C*Rf )^2 } --- (5)
入力 ei に対する出力 eo の位相をΦとすれば
   tanΦ = -B = -ω*C*Rf --- (6)
となります。

(1) DCでの利得と位相
DCでの利得 G0 と位相 Φ0 は式(5), (6) で ω = 0 とした場合で
   G0 = Rf/Ri
   tanΦ0 = 0 → Φ0 = 0
(2) コーナ周波数 ωc での利得と位相
利得が G0/√2 となる角周波数を ωc とすれば、式(5)から
    ( Rf/Ri )/√2 = ( Rf/Ri )/√{ 1+ ( ωc*C*Rf )^2 }
   → ( ωc*C*Rf )^2 = 1
   → ωc = 1/( C*Rf )
このときの位相 Φc は
   tanΦc = -ωc*C*Rf = -1
   → Φc = -π/4 ( = -45度 )
(3)高周波( ωc << ω )での利得と位相
ωc = 1/( C*Rf ) なので、ωc << ω のとき、 1/( C*Rf ) <<ω → 1 << ω*C*Rf となります。そのとき式(5) の 1 は無視できて
   G(ω) = | eo/ei | = ( Rf/Ri )/( ω*C*Rf )
となります。ωc << ω のときの利得は角周波数に反比例して減少していきます。位相は式(6)そのままで
   tanΦ = -ω*C*Rf --- (6)
で与えられます。ω*C*Rf が非常に大きいときは
   tanΦ = -∞ → Φ = -π/2 ( = -90度 )
となります。
         |eo/ei|
          ↑
  利    G0 │ ̄ ̄\
  得  G0/√2│──┐ \
(対数)      │   │  \
          └──────→ ω
             ωc
           角周波数 (対数)

          Φ
          ↑
  位     0 │ ̄ ̄\
  相    -45 │──┐ \
  (度)    -90 │   │    ̄ ̄
          └───────→ ω
              ωc
           角周波数 (対数)

【補正抵抗がない場合】
同様に計算すれば
   eo/ei = 1/( j*ω*C*Ri )
       = -j/( ω*C*Ri )
これは実数部がなく虚数だけの j*B というですから、その絶対値(利得)は
   | eo/ei | = | B| = 1/( ω*C*Ri )
入力 ei に対する出力 eo の位相をΦとすれば、実数部がゼロなので
   tanΦ = -∞ → Φ = -π/2 ( = -90度 )
となります。この場合ωcは存在せず、DC利得(ω→0)は無限大となります。位相は全ての周波数で -π/2 です。
利得と位相の周波数依存は単純なので図示しません。

補正抵抗がないと、DC利得が大きすぎて(実際にはOPアンプのオープンループ利得で制限される)、出力電圧が飽和してまうので、現実には補正抵抗を入れてDC利得を制限します。積分回路というのは本来、全ての周波数帯域で出力の位相が入力に対して-90度となるものですが、補正抵抗を入れると位相が -90度とならない周波数領域(ω < ωc )ができてしまいます。したがって、扱う周波数に対してωc が充分小さくなるように、C*Rf の値ぶ必要があります。例えば、1Hz以上の信号だけを扱うのであれば、ωc = 2*π*1 = 6.28 rad/s として、C*Rf = 6.28 となるようにします。Rf = 10^6 Ω = 1 MΩ とすれば、C = 6.28/10^6 = 6.28 F = 6.28μF とします。

参考URL:http://lab8.ec.u-tokai.ac.jp/compens_circuit.pdf

参考URLの図A-3(2ページ目)がその回路です。参考URLでは結果しか書いてありませんが、その回路の利得と位相の周波数特性は以下のようにして計算できます。

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   i = ei/Ri --- (1)
となります。

OPアンプの入力には電流が流れないので、この電流 i ...続きを読む

Q演算増幅器(積分器)の出力電圧の求め方について

積分器に矩形波を入力し三角波を得たのですが、矩形波から積分器の公式で出力電圧の値を求める方法を教えてください。
R=10kΩ、C=0.022μF 矩形波の周期は1mS 入力電圧1V
測定値では0.6V位になったのですが、式から求められません。お願いします。

Aベストアンサー

聞いてよかった。普通の電圧計(含デジタル電圧計)では、正弦波以外には大きな誤差があるので、補正が必要です。
例えば、整流器形の電圧計では、指示値からpeak to peak値を推測する場合の補正値は
正弦波:×2.828 方形波:×1.745 三角波:×3.60 となります。
慌てて計算したので違っているかも知れませんが、このくらいの誤差があるよと言いたいだけです。電圧計の測定原理を確かめた上でこういう補正係数を作って補正してください。自信が無ければ、シンクロスコープの波形から電圧を求めるのが一番簡単で確実です。

積分器の出力の正負は、回路図を見ないと分かりません。オペアンプが1ケなら符号は変わりますが、別のオペアンプで符号を戻しているかも知れません。とにかくどんな装置を使っているのか、部外者には分かりません

Q反転増幅器の周波数特性

入力電圧V1=300mV、R1=10kΩ、Rf=100kΩの反転増幅回路で周波数を100Hzから200kHzまで徐々に変化させていくと、10kHz以降から位相差が生じて、出力電圧、利得が減少しはじめました。どうしてこんなことが起きるのでしょうか?その根拠がわかりません・・・
そしてなぜ10kHzから生じたのかという根拠もわかりません。
どなたかご回答の程よろしくお願いします。

Aベストアンサー

関連する質問を紹介しますので、この回答を参考にレポートを書いてください。

μPC741というオペアンプを使って反転増幅の周波数特性をG=0,10,20dBと3種類測定しました。
(1)3種類とも利得が-3dBになる高域遮断周波数が約40kHzになりました。理論値と比較したいのですが理論式の導出がわからない
(2)周波数をあげると生じる入出力の位相差の原因とその理論式(たぶんスルーレートが関係すると思うのですが)
(3)位相差と利得の低下にはどんな関係があるのか http://okwave.jp/qa3510524.html

基本的な反転増幅回路における周波数特性が右下がりになる理由を理論的に説明したいのですが、回路にコンデンサが使われていないので、カットオフ周波数が求められなくて困っています。オペアンプは751です。右下がりになる理由はカットオフとオペアンプの周波数特性によるものですよね? http://okwave.jp/qa3048059.html

非反転増幅、反転増幅の回路実験を行ったのですが、1kHzや100kHz を入力すると、約10倍の増幅が確認できたのに対し、1MHzを入力した場合、約1.2倍となりほとんど増幅が確認できませんでした。 これはなぜでしょうか http://okwave.jp/qa3055112.html

反転増幅回路と非反転増幅回路に周波数特性に違いがあるらしいのですがそれがどういった違いなのかわかりません。わかる方いらっしゃいましたら教えてください。 http://okwave.jp/qa4078817.html

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Qオペアンプで反転出力を得る場合は非反転と反転どちらが良いでしょうか

D-Aコンバータの出力をオペアンプを使用し、IV変換します。
その出力を一定のゲインを持たせて増幅させるのですが、増幅信号は
2種類で、反転した信号と非反転した信号を得られるようにしたいのですが、
どのようにすればよいのかはっきりとしません。
扱うのは直流ですが、高速です。
負荷は、容量負荷ですので、充電電流が確保できれば良い程度です。
容量負荷を100ns以下で充電する充電電流としてMAXでも200ma以下(ただし、振幅によっては
もっと必要になる場合もあります)です。
精度は16ビット1LSBほど必要。
帰還抵抗は精密抵抗を使用します。

何点か方法が浮かぶのですが、それぞれの利点や欠点が今一解りませんので、教えていただきたいです。

得たい信号は下記図のようになるのですが、単純にIV変換後に
反転増幅、非反転増幅にて出力を得る。
入力インピーダンスが違うので、出力電圧の違いが出る?程度?数LSB程?
出力インピーダンスはこの場合、反転増幅側と非反転増幅側のアンプゲイン
が同じなので、ループゲインも同じになり、ほぼ同じ?

         →(増幅)反転出力
D-A→IV変換
         →(増幅)非反転出力

下記のように、反転出力だけで得る方法。
IV変換後の入力インピーダンスは同じに出来るが、反転を2段にするため、
若干遅れる?反転2段の方は、ゲインをそれぞれ変えても良さそうです。

         →(増幅)反転出力
D-A→IV変換
         →(増幅)反転出力→(ゲイン-1)反転出力

下記のように、簡単にする。
IV変換部で必要な電圧を得なければならないので、ちょっときつそうです。
ユニティゲインで動作する高速高電圧アンプはあんまり無かったです。
数Vの高速アンプ(更に高ゲイン16ビット精度であるため、100dB以上は必要)はあるため、

         →出力
D-A→IV変換
         →(-1)反転出力

と言う感じで、何点か回路は浮かぶのですが、利点と欠点が見えません。
最初の二つはどれでも良いような気がするのですが、どのように考えればよろしいのでしょうか。

よろしくお願いします。

D-Aコンバータの出力をオペアンプを使用し、IV変換します。
その出力を一定のゲインを持たせて増幅させるのですが、増幅信号は
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どのようにすればよいのかはっきりとしません。
扱うのは直流ですが、高速です。
負荷は、容量負荷ですので、充電電流が確保できれば良い程度です。
容量負荷を100ns以下で充電する充電電流としてMAXでも200ma以下(ただし、振幅によっては
もっと必要になる場合もあります)です。
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Aベストアンサー

tanceです。
16ビット精度のまま挑戦されるとのことですが、それでも仕様の解釈
などはよく見直してください。本当に要求されている性能は何かと
いうことです。

高精度抵抗はたとえばこんなものですが、それでも15ビット相当くらい
しかありません。
http://www.yokogawa.com/jp-mcc/gmi/dc/gmi-2792a-001-jp.htm
値段は意外と安く 約20万円です。

現実問題として、こんな抵抗をたくさん使うわけにはいかないと思い
ます。もう少し現実的な部品としては
http://www.alpha-elec.co.jp/w2img/ww1210144653H19M07.pdf
なんかが良いと思います。それでもものによっては抵抗1本\5000くらい
は覚悟してください。

温度変化が少ない環境だったり、その場での再現性さえ良ければOK
という用途だったり、絶対値は問わないとか、何らかの楽になる要素
を探してください。そうすれば大幅に実現性が向上するはずです。

そして、さらなる難関は200mAという大電流と100nsecというスピード
です。これについてはそれこそ仕様次第なので何とも言えませんが
難関であることは間違いありません。

頑張ってください。

tanceです。
16ビット精度のまま挑戦されるとのことですが、それでも仕様の解釈
などはよく見直してください。本当に要求されている性能は何かと
いうことです。

高精度抵抗はたとえばこんなものですが、それでも15ビット相当くらい
しかありません。
http://www.yokogawa.com/jp-mcc/gmi/dc/gmi-2792a-001-jp.htm
値段は意外と安く 約20万円です。

現実問題として、こんな抵抗をたくさん使うわけにはいかないと思い
ます。もう少し現実的な部品としては
http://www.alpha-elec.co.jp/w2img/ww12101...続きを読む

Q生体電気現象計測用増幅器の入力インピーダンスが高い理由はどれか1)外乱雑音を軽減するため2)周

生体電気現象計測用増幅器の入力インピーダンスが高い理由はどれか

1)外乱雑音を軽減するため
2)周波数特性をよくするため
3)増幅器雑音を少なくなるため
4)信号源インピーダンスが高いため
5)増幅器のオフセット電圧を低くするため

Aベストアンサー

似たような質問をいくつもされていますね。

 入力インピーダンスについては、下記のようなサイトをお読みになっていはいかがでしょうか。一般論として、どういうことなのかを理解されれば、いろいろな局面で判断ができると思います。
http://www.tritech.tv/column/600ld.html

 一般に「ロー出し、ハイ受け」(=出力インピーダンスを低く、入力インピーダンスを高くする)とする理由が書かれています。

 ご質問の場合は、「インピーダンス」(=交流における「抵抗」に相当するもの)は周波数によって変わるので、これが低いと周波数による電流の大小の変動が大きく、周波数による増幅度が均一でなくなります。つまり周波数特性が悪くなります。その影響を小さくするために入力インピーダンスを高くする方が有利、ということです。 →2○

 入力インピーダンスを高くして流れる電流を小さくしていますので、小さな外来ノイズによる外乱電流が大きく影響し、ノイズは乗りやすいです。これはデメリット。 →1×

 増幅器の雑音は入力インピーダンスには関係なさそう。 →3×

 信号源の生体のインピーダンスは高いですか? 電気を流しやすそうなので「低い」ような気がしますが? 私は不案内ですが、いずれにせよ入力インピーダンスには関係なさそう。 →4△

 増幅器のオフセット電圧は、直流増幅の場合にはゼロ点のシフトとして問題になりますが、ご質問の場合には交流増幅のようなので、フィルターで除去できると思います。いずれにせよ入力インピーダンスには関係ありません。 →5×

 生体のことは分からないので、参考まで。

似たような質問をいくつもされていますね。

 入力インピーダンスについては、下記のようなサイトをお読みになっていはいかがでしょうか。一般論として、どういうことなのかを理解されれば、いろいろな局面で判断ができると思います。
http://www.tritech.tv/column/600ld.html

 一般に「ロー出し、ハイ受け」(=出力インピーダンスを低く、入力インピーダンスを高くする)とする理由が書かれています。

 ご質問の場合は、「インピーダンス」(=交流における「抵抗」に相当するもの)は周波数によって変わ...続きを読む

Q反転増幅回路の入出力電圧の関係

反転増幅回路において
入力電圧を大きくしても出力電圧が一定以上の電圧にならないのは何故なんでしょうか?

よろしくお願いします

Aベストアンサー

OPアンプによって出力できる電圧範囲が違います([1]の図2)。電源電圧いっぱいまで出力電圧が出ない理由は [2] で説明されています。

[1] 入出力特性を見てみよう http://www.cqpub.co.jp/toragi/TRBN/trsample/2004/tr0406/0406sp2.pdf
[2] 出力電圧がグランドや電源まえ出ないのですがどこかおかしいでしょうか? http://www.cqpub.co.jp/toragi/TRBN/contents/2008/tr0805/p116-117.pdf


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