OPアンプを用いて、非反転増幅回路(5倍)をつくり、実験をしたら、次のような結果が得られました。

電圧に対する特性:電圧を上げていくと増幅率が下がる。
周波数に対する特性:周波数を上げていくと、20kHzぐらいから入力電圧と出力電圧の波に位相のずれが生じ始め、50kHzぐらいから増幅率が下がり始めた。

この結果から、高電圧、高周波数範囲では増幅器としての役割を果たさないということは解りましたが、なぜそうなるのかというところが解りません。わかるかた、どうか教えてください。

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A 回答 (3件)

OPアンプの出力電圧の振幅は電源電圧以上にはできませんから、入力電圧が高くなると当然振り切れてしまいます。

OPアンプの種類にもよりますが+-12Vで使ったとしてエミッターフォロワータイプなら約+-9.5V程度、コレクターフォロワータイプやFET出力段になっているものならほぼ電源電圧まで振れます。

増幅率が5倍なら、その1/5、約2V程度で振り切れてしまい、単純に出力電圧/入力電圧の式で計算すると振り切れて以降は、出力電圧は上がりませんから、増幅度は低下します。もし電源電圧より高い出力電圧を必要とするなら、もっと高い電源電圧の増幅器を後ろにくっつけるか、交流ならトランスを使って帰還ループもそこから取る必要があります。

ちなみに最大出力振幅は、エミッターフォロワで、電源電圧-2.5Vです。

それから周波数特性ですが、周波数が高くなってくるとICの中のトランジスタの中にあるPN接合面に生じるわずかな静電容量(要するにコンデンサ)の影響が出て来ます。例えば100pFの接合面容量があったとして、50KHzでおよそ30KΩの抵抗と同じになります。これがトランジスタのベースエミッタ間の容量ならば、入力に並列に30kΩの抵抗が入ったのと同じになり、入力インピーダンスや帰還抵抗の計算に対する影響が無視できなくなります。周波数が高くなればなるほどこういう影響は派手になり、やがては増幅器として機能しなくなります。おおまかで、原因はこれだけじゃないけど、大体こんなお話だと思います。ですから、高周波用や高速動作のものはICの段階からそれなりの作り方をします。
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この回答へのお礼

ありがとうございます。勉強不足で説明頂いた部分で解らないところもありますが、なんとかレポートが書けそうです。

お礼日時:2001/05/23 18:15

既に皆さんがお書きになっている通り、元凶は浮遊キャパシティでしょう。

これによって、負帰還をかけても完全に補償できず周波数特性を持ってしまいます。
少し難解ですが、下記URLが有ります。感じだけでもつかんで下さい。
高周波領域で使うなら、それなりのOPアンプを選定し、それなりの対策を講じる必要が有ります。

参考URL:http://www.ec.ss.titech.ac.jp/~nisimura/page_ana …
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この回答へのお礼

ありがとうございます。これでレポートが書けそうです。

お礼日時:2001/05/23 18:12

それはあなたの使ってるOPアンプが理想オペアンプではないからっていうのが


一般解になるかな、実際にはOPアンプといえどもトランジスタと抵抗のあつまり
なんで、寄生コンデンサ容量が無視できません。多分これが一番おおきい。
まぁ、他にも配線のL成分とかあるけど、たかだか50kHzじゃでないかな

OPアンプのデータシートをみれば、その辺の特性と推奨周波数帯域とか
書いてあるでしょ?
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この回答へのお礼

あろがとうございます。参考になりました。

お礼日時:2001/05/23 18:16

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QB級増幅回路

増幅器の回路設計に関して質問させていただきます。
HF帯(特に5~15MHzで)で動作するB級増幅器の回路を設計しようとしているのですが、設計方法がわかりません。
色々なサイトを確認し、バイアスのかけ方で級が変わる事は理解できましたが自分で作ってみるとうまくいきません。
回路の作り方も何件かみつけましたがどれもA級のようでした。
ですのでB級増幅回路の設計の方法(バイアスのかけ方、抵抗の値等)、トランジスタの選び方等を教えていただけると幸いです。
また検索中にコンプリメンタリを用いたプッシュプル回路というものを見つけました。
B級動作する増幅回路を作るにはトランジスタ一つだけではなくプッシュプル回路を用いないとだめなのでしょうか?
歪みなどはまったく気にしないので、できることならトランジスタ一個で済ませたいと考えています。
ご回答よろしくお願いします。

Aベストアンサー

A級増幅器のバイアスを絞ればB級増幅器になるとお考えのようですが
負荷回路のインピーダンスの調整も必要です。もちろん、トランジスタ
一つで設計できます。

増幅したい周波数の2倍波、3倍波、4倍波、、、をショートに
持っていきます。実際にはすべての高調波をショートに持って行く
のは無理ですので、せいぜい3倍波程度までですが。。。

SPICEで2倍波、3倍波をショートへ持っていくような回路を負荷に
追加してみてください。増幅したい周波数のインピーダンスが大きく
変化しないようにLCの共振回路か、スタブをつけるといいと思います。

その状態で、バイアスがかかるかかからない状態にすれば、B級アンプ
のシミュレーションができます。

いきなり、実物での確認は難しいと思いますので、SPICEで色々トライ
してみてください。

参考まで

Q反転増幅回路の周波数特性の理論値

反転増幅回路の周波数特性について実験したのですが理論値を求めることができず、実験結果があっているのか判断できません
入力信号波形は片側の振幅が2[V]で作成した回路は2倍の増幅器なのですが、スルーレートだけで理論値を求めることは可能でしょうか?
使用したオペアンプのスルーレートは0.5(V/μs)となっています
別サイトで質問したところ、波形の振幅を実効値で定義するのか、ピーク振幅で定義するのかで周波数特性が変わって来ると答えてもらったのですが、どのように違いが発生するのかも教えていただけるとありがたいです

Aベストアンサー

別サイトでお答えした者です。
出力波形がスルーレートで制限される場合の周波数特性を求めることは現実にはあまりないですが、どういう波形になるかを考えれば理解できると思います。添付図に2つの場合の出力波形を添付します。

理想的な(スルーレートの制限を受けない場合の)出力波形を Vm*sin(ω*t) としたとき(ω=2*π*f)、これを時間 t で微分したもの ω*Vm*cos(ω*t) が波形の傾斜になりますが、これが最大となるのは t = 0 のときで、その最大傾斜は ω*Vm [V/s] です。これがスルーレート(SR)より小さければ、出力波形はスルーレートの制限を受けませんが、 ω*Vm > SR のときは、添付図の右上のように、出力波形の一部はSRに制限されて直線状になります。

スルーレートの影響を受けない波形(Vm*sin(ω*t))の傾斜がSRより大きくなる時間 t1 から、スルーレートの影響を受けない波形と直線が一致する時間 t2 までは、出力波形はスルーレートで制限されて直線になりますが、t2 から t2 + π/ω まではスルーレートの影響を受けません(図では t = t2 のときVm*sin(ω*t)が最大になっているように見えますが、そうではありません)。この場合の波形は、Vm*sin(ω*t)が最大になる時間より t2 が大きければ、波形の最大値は Vm ですが、そうでないときは、t = t2 での値が最大値になります。したがって、出力振幅をピーク値で定義するか実効値で定義するかで値が変わってきます。

周波数が高くなるほど、出力波形の直線部分が長くなっていきますが、ω が(π/2)*(SR/Vm) より大きくなると、全ての領域で出力波形が直線状(三角波)になります(添付図右下)。このときの三角波の振幅は、増幅器の利得や入力信号の大きさに依らず、スルーレートと周波数だけで決まります。三角波ならピーク値も実効値も簡単に計算できます。この振幅は、周波数に反比例しているので、周波数特性としては、周波数が10倍になると利得が20dB下がる(-20dB/dec)、あるいは周波数が2倍になると利得が6dB下がる(-6dB/dec)ことになります。

別サイトでお答えした者です。
出力波形がスルーレートで制限される場合の周波数特性を求めることは現実にはあまりないですが、どういう波形になるかを考えれば理解できると思います。添付図に2つの場合の出力波形を添付します。

理想的な(スルーレートの制限を受けない場合の)出力波形を Vm*sin(ω*t) としたとき(ω=2*π*f)、これを時間 t で微分したもの ω*Vm*cos(ω*t) が波形の傾斜になりますが、これが最大となるのは t = 0 のときで、その最大傾斜は ω*Vm [V/s] です。これがスルーレート(SR)より小さ...続きを読む

QトランジスタのA,B級電力増幅回路

こんにちは、
トランジスタのA,B級電力増幅回路って何かを教えて下さい。

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Q反転増幅器の周波数特性

入力電圧V1=300mV、R1=10kΩ、Rf=100kΩの反転増幅回路で周波数を100Hzから200kHzまで徐々に変化させていくと、10kHz以降から位相差が生じて、出力電圧、利得が減少しはじめました。どうしてこんなことが起きるのでしょうか?その根拠がわかりません・・・
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μPC741というオペアンプを使って反転増幅の周波数特性をG=0,10,20dBと3種類測定しました。
(1)3種類とも利得が-3dBになる高域遮断周波数が約40kHzになりました。理論値と比較したいのですが理論式の導出がわからない
(2)周波数をあげると生じる入出力の位相差の原因とその理論式(たぶんスルーレートが関係すると思うのですが)
(3)位相差と利得の低下にはどんな関係があるのか http://okwave.jp/qa3510524.html

基本的な反転増幅回路における周波数特性が右下がりになる理由を理論的に説明したいのですが、回路にコンデンサが使われていないので、カットオフ周波数が求められなくて困っています。オペアンプは751です。右下がりになる理由はカットオフとオペアンプの周波数特性によるものですよね? http://okwave.jp/qa3048059.html

非反転増幅、反転増幅の回路実験を行ったのですが、1kHzや100kHz を入力すると、約10倍の増幅が確認できたのに対し、1MHzを入力した場合、約1.2倍となりほとんど増幅が確認できませんでした。 これはなぜでしょうか http://okwave.jp/qa3055112.html

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QC級増幅回路

なぜ高周波の電力増幅には波形の歪んだC級が使われるのですか?教えてください!!

Aベストアンサー

効率が良いからです。

音声帯域のように低い周波数でかつ幅があるとひずみを取り除くのが難しいので C 級増幅は使われません。波形のひずみは、多くの場合スペクトル上の高調波となります。高周波、というか変調された狭いスペクトル幅をもつ場合、波形がひずんでもその後の共振回路で高調波を取り除くことができ、最終的にはきれいな波とすることができるからです。

ということで波形がひずんでも構わないので、効率の良い C 級増幅がもっぱら使われます。

Qエミッタ接地増幅器の入出力・周波数・位相特性について

実験で、エミッタ接地増幅器のいろいろな特性を調べました。そこで理論値を出し実験値と比べてみようと思ったのですが、理論値の出し方が分からないのがありした。今回実験で使用した増幅回路はhttp://ja.wikipedia.org/wiki/%E5%A2%97%E5%B9%85%E5%9B%9E%E8%B7%AFのエミッタ接地の回路と同じです。周波数が中域の(コンデンサを無視できる)ときの利得の周波数特性、位相特性(π[rad])、入出力特性(Vin、Vout)の理論式のだしかたはわかるのですが、周波数が高域、低域のときの各特性の理論式と低域、高域遮断周波数のだしかたがよく分かりません。感覚的にですが、どの域でも共通な式があり、各域によってコンデンサが開放や短絡され式が変化するような気がしています。参考書やネットで調べたのですが、明確な式が載っておらず困っています。基本的なこととは思いますが、どなたか教えてください。お願いします。

Aベストアンサー

共通な式というのは、コンデンサを入れて計算した式ということですね。
Denkigishiさんのコメントの通り、この回路は低域特性はコンデンサや抵抗の値で決まり、高域はトランジスタの特性で決まります。したがって広帯域に渡ってちゃんと計算するのなら、トランジスタの交流等価回路(SPICEパラメータ)を取り入れる必要があります。しかし、それではあまりに複雑なので、直流的な等価回路を使って計算する方法を紹介します。

hパラメータを使ったトランジスタの直流等価回路は、厳密には【図1】のようになりますが、実用的には【図2】のように簡略化したものを使います[1]。すると、問題のエミッタ接地回路 [3] の交流的な等価回路は【図3】のようになります。図3では、負荷抵抗RLを追加してあります。なぜなら、これがないと、出力コンデンサCoutの影響が出ないからです。この回路から電流と電圧の式を立てると

i0 = j*ω*Cin*( v0 - v1 )
i1 = ( v1 - v2 )/hie
i0 - i1 = v1*( 1/R1 + 1/R2)
i1 + i2 = ( 1/Re + j*ω*Ce )*v2
i2 + i3 = -v3/Rc
i3 = j*ω*Cout*( v3 - v4 )
i3 = v4/RL
i2 = hfe*i1 ← 図2から

ですから、電圧利得( v4/v0 )は

v4/v0 = -j*ω*Cin*( 1/Rc + j*ω*Ce )*hfe*hie/( 1 + hfe )/[ 1/RL + { 1 + 1/( j*ω*Cout*RL ) }/Rc ]/[ hie*( 1/hie + 1/R1 + 1/R2 + j*ω*Cin )*{ hie*( 1/Re + j*ω*Ce )/( hfe + 1 ) + 1 } -1 ]

となります(筆算なので間違ってるかも)。この式を変形して、v4/v0 = A + j*B の形にすれば、利得 = √(A^2+B^2)、位相(入力基準)= atan(B/A) [rad] となります。Excelの複素数計算の関数を使えば、利得=IMABS( )、位相=IMARGUMENT( )です。

なお、hパラメータには周波数依存があるので(データシートのは270Hzでの値)、Denkigishiさんのコメントの通り、これを考慮しないと高域での特性が現実と違ってきます。トランジスタの高周波等価回路の例を資料 [4] に示します。

     i1 →              ← i2
  B ─ hie ─┐   ┌────┬── C     v1 = hie*i1 + hre*v2
   ↑     │+ │      │   ↑     i2 = hfe*i1 + hoe*v2
   v1    hre*v2 ↓hfe*i1  hoe   v2
   │     │- │      │   │
  E ────┴─-┴────┴── E

【図1】 hパラメータを使ったトランジスタの等価回路

     i1 →        ← i2
  B ─ hie ─┐  ┌───── C       v1 = hie*i1
   ↑     │  │      ↑        i2 = hfe*i1
   v1     │  ↓hfe*i1  v2
   │     │  │      │
  E ────┴─-┴───── E

【図2】 簡略化した等価回路

     → i0  v1   → i1    ← i2 v3  → i3
   v0 ─Cin─┬─── hie ┐  ┌──┬──Cout──┬─ v4
         │        │  ↓   │         │
   i0-i1 ↓ R1//R2     └─-┤v2  Rc ↑i2+i3  RL ↓i3
          │           │   │        │
         ┷      i1+i2 ↓│   ┷        ┷
                      ├─┐               ┷ = GND
                     Re Ce               R1//R2 = R1*R2/(R1+R2) 
                      ┷ ┷

【図3】 結合コンデンサのあるエミッタ増幅器の等価回路

[1] 最も一般的なNPNトランジスタの2SC1815Yを使った場合、データシート [2] から、DC的なコレクタ電流が Ic = 1mA のときのhパラメータは、hie = 4.5 kΩ、hre = 0.5×10^(-4)、hfe = 160、hoe = 2.5μSとなっていますが、このうち hre と hoe は小さいので、これらを無視すると、図2に示したような等価回路になります。
[2] 2SC1815データシート(3ページの「hパラメータ-Ic」) http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/ja/Transistor/2SC1815_ja_datasheet_020129.pdf
[3] エミッタ接地回路 http://ja.wikipedia.org/wiki/%E7%94%BB%E5%83%8F:Common_emitter.png
[4] トランジスタの高周波等価回路  http://ns.cqpub.co.jp/toragi/TRBN/trsample/2002/tr0209/0209sn7.pdf

共通な式というのは、コンデンサを入れて計算した式ということですね。
Denkigishiさんのコメントの通り、この回路は低域特性はコンデンサや抵抗の値で決まり、高域はトランジスタの特性で決まります。したがって広帯域に渡ってちゃんと計算するのなら、トランジスタの交流等価回路(SPICEパラメータ)を取り入れる必要があります。しかし、それではあまりに複雑なので、直流的な等価回路を使って計算する方法を紹介します。

hパラメータを使ったトランジスタの直流等価回路は、厳密には【図1】のようになり...続きを読む

Qベース接地基本増幅回路 エミッタ接地基本増幅回路

ベース接地基本増幅回路とエミッタ接地基本増幅回路の違いについて 教えてください。
A級増幅とB級増幅についての違いもお願いします。

Aベストアンサー

教えてください、と言われてもこれってトランジスタ回路の基本ですから電気の教科書には必ずどういうものか書いてあるので、それ以上答えようがありません。
それぞれがどんな動作をするか自分で考えて理解しないと何の意味も無くなります。

Q電子回路 演算増幅器 オペアンプ 積分器 周波数特性について

オペアンプの積分器の周波数ー利得特性について、補正抵抗がついていないものと、ついているものの比較をしたいのですが、載っているサイトがなかなかみつかりません。サイトを知っているという方、もしくはどういう風な特性か分かる方、よろしくお願いいたします。

Aベストアンサー

参考URLの図A-3(2ページ目)がその回路です。参考URLでは結果しか書いてありませんが、その回路の利得と位相の周波数特性は以下のようにして計算できます。

【補正抵抗がある場合】
図A-3のように入力電圧を ei、出力電圧を eo、補正抵抗を Rf、積分回路を構成する抵抗とコンデンサをそれぞれ Ri、C とします。OPアンプの反転入力(-)の電位は非反転入力(+)の電位(0V)と等しいので、Ri に流れる電流 i は
   i = ei/Ri --- (1)
となります。

OPアンプの入力には電流が流れないので、この電流 i はC と Rf に分割されて流れますが、Rf 側に流れる電流を i1 とすれば、C に流れる電流は i - i1 となります(C と Rf に流れる電流の和は i なので)。C と Rf の両端の電圧は、OPアンプの反転入力(-)の電圧( 0V )と出力電圧 eo の差 eo に等しいので
   eo = i1*Rf --- (2)
   eo = ( i - i1 )/( j*ω*C ) --- (3)
となります。j は虚数、 ωは角周波数 です。
式(2) と (3) から i1 を消せば
   i = ( 1/Rf + j*ω*C )*eo --- (4)
なので、さらに式(1), (4) から i を消せば、入力と出力の比(複素利得)は
   eo/ei = 1/{ Ri*( 1/Rf + j*ω*C ) }
       = Rf/{ Ri*( 1+ j*ω*C*Rf ) } ← 分母と分子に Rf をかける
       = Rf*/[ Ri*{ 1 - ( ω*C*Rf )^2 } ]*( 1- j*ω*C*Rf ) ← 分母と分子に √( 1- j*ω*C*Rf ) をかける
となります。

これはA*( 1 - j*B ) の形ですから、その絶対値(利得)は
   | eo/ei | = A*√( 1 + B^2) = ( Rf/Ri )/√{ 1+ ( ω*C*Rf )^2 } --- (5)
入力 ei に対する出力 eo の位相をΦとすれば
   tanΦ = -B = -ω*C*Rf --- (6)
となります。

(1) DCでの利得と位相
DCでの利得 G0 と位相 Φ0 は式(5), (6) で ω = 0 とした場合で
   G0 = Rf/Ri
   tanΦ0 = 0 → Φ0 = 0
(2) コーナ周波数 ωc での利得と位相
利得が G0/√2 となる角周波数を ωc とすれば、式(5)から
    ( Rf/Ri )/√2 = ( Rf/Ri )/√{ 1+ ( ωc*C*Rf )^2 }
   → ( ωc*C*Rf )^2 = 1
   → ωc = 1/( C*Rf )
このときの位相 Φc は
   tanΦc = -ωc*C*Rf = -1
   → Φc = -π/4 ( = -45度 )
(3)高周波( ωc << ω )での利得と位相
ωc = 1/( C*Rf ) なので、ωc << ω のとき、 1/( C*Rf ) <<ω → 1 << ω*C*Rf となります。そのとき式(5) の 1 は無視できて
   G(ω) = | eo/ei | = ( Rf/Ri )/( ω*C*Rf )
となります。ωc << ω のときの利得は角周波数に反比例して減少していきます。位相は式(6)そのままで
   tanΦ = -ω*C*Rf --- (6)
で与えられます。ω*C*Rf が非常に大きいときは
   tanΦ = -∞ → Φ = -π/2 ( = -90度 )
となります。
         |eo/ei|
          ↑
  利    G0 │ ̄ ̄\
  得  G0/√2│──┐ \
(対数)      │   │  \
          └──────→ ω
             ωc
           角周波数 (対数)

          Φ
          ↑
  位     0 │ ̄ ̄\
  相    -45 │──┐ \
  (度)    -90 │   │    ̄ ̄
          └───────→ ω
              ωc
           角周波数 (対数)

【補正抵抗がない場合】
同様に計算すれば
   eo/ei = 1/( j*ω*C*Ri )
       = -j/( ω*C*Ri )
これは実数部がなく虚数だけの j*B というですから、その絶対値(利得)は
   | eo/ei | = | B| = 1/( ω*C*Ri )
入力 ei に対する出力 eo の位相をΦとすれば、実数部がゼロなので
   tanΦ = -∞ → Φ = -π/2 ( = -90度 )
となります。この場合ωcは存在せず、DC利得(ω→0)は無限大となります。位相は全ての周波数で -π/2 です。
利得と位相の周波数依存は単純なので図示しません。

補正抵抗がないと、DC利得が大きすぎて(実際にはOPアンプのオープンループ利得で制限される)、出力電圧が飽和してまうので、現実には補正抵抗を入れてDC利得を制限します。積分回路というのは本来、全ての周波数帯域で出力の位相が入力に対して-90度となるものですが、補正抵抗を入れると位相が -90度とならない周波数領域(ω < ωc )ができてしまいます。したがって、扱う周波数に対してωc が充分小さくなるように、C*Rf の値ぶ必要があります。例えば、1Hz以上の信号だけを扱うのであれば、ωc = 2*π*1 = 6.28 rad/s として、C*Rf = 6.28 となるようにします。Rf = 10^6 Ω = 1 MΩ とすれば、C = 6.28/10^6 = 6.28 F = 6.28μF とします。

参考URL:http://lab8.ec.u-tokai.ac.jp/compens_circuit.pdf

参考URLの図A-3(2ページ目)がその回路です。参考URLでは結果しか書いてありませんが、その回路の利得と位相の周波数特性は以下のようにして計算できます。

【補正抵抗がある場合】
図A-3のように入力電圧を ei、出力電圧を eo、補正抵抗を Rf、積分回路を構成する抵抗とコンデンサをそれぞれ Ri、C とします。OPアンプの反転入力(-)の電位は非反転入力(+)の電位(0V)と等しいので、Ri に流れる電流 i は
   i = ei/Ri --- (1)
となります。

OPアンプの入力には電流が流れないので、この電流 i ...続きを読む

Q増幅回路 それぞれの理由

増幅回路のことで、カテ違いかもしれませんがよろしくお願いします。
増幅回路に負帰還増幅回路が使われる理由と電力増幅回路で、大きな電力を取り出すためにどのような工夫がなされていますか。

Aベストアンサー

負帰還増幅回路が多用される理由としては、まず次のようなトランジスタの特性に依存するところが大きいと考えられます。

 長所:数百倍~数千倍の増幅率を持った回路を比較的簡単に組める。
 短所:しかし、素子のバラつきや使用条件に依存しない一定の増幅率
    を得ることが難しい。

 そこで、長所である増幅率を一部犠牲にして短所を補うようにしたのが負帰還増幅回路です。負帰還により見かけの増幅率は下がりますが、その分、使用条件や素子のバラつきの影響を受けにくくなります。このお陰で、たとえば音響用途であれば音の歪みを大幅に減らすことが出来ます。
(ちなみに、真空管の場合は素子の特性上、負帰還がなくてもある程度実用になる性能を出すことが出来ます。)
 
電力回路では、増幅素子の発熱の問題が主な焦点になります。
発熱の問題をうまく解決しないとすぐに壊れてしまいます。
主に次の2つの方向で工夫がなされます。
 ・増幅素子の発熱がなるべく少なくなるよう回路を工夫する
  →昔はA級~B級増幅器という方式が主流でしたが、
   最近は大幅に発熱を抑えられるスイッチング方式が
   主流になりつつあります。
 ・増幅素子から出てしまった熱を効率よく逃がす
  →大きな放熱器、ヒートパイプの利用など

負帰還増幅回路が多用される理由としては、まず次のようなトランジスタの特性に依存するところが大きいと考えられます。

 長所:数百倍~数千倍の増幅率を持った回路を比較的簡単に組める。
 短所:しかし、素子のバラつきや使用条件に依存しない一定の増幅率
    を得ることが難しい。

 そこで、長所である増幅率を一部犠牲にして短所を補うようにしたのが負帰還増幅回路です。負帰還により見かけの増幅率は下がりますが、その分、使用条件や素子のバラつきの影響を受けにくくなります。このお陰...続きを読む

Q増幅器の増幅度と周波数帯域幅について

タイトルのとおりトランジスタのような増幅器の増幅度と周波数帯域幅の関係について知りたいです。
増幅度と周波数は関係してるとわかりますが、帯域幅と増幅度の関係についてはイマイチわかりません。どういう関係なんでしょうか?
増幅度が上がれば帯域幅が狭くなるとかいうことでしょうか?
お願いします。

Aベストアンサー

>増幅度と周波数は関係してるとわかりますが、
ならば解かるはずです。計算してみてください。等価回路には、低域、高域の利得に影響ある容量成分などを加えてくださいね。excelなどを使えばシミュレーションは簡単です。
概念的に言えば;
帰還抵抗を大きくして(増幅度を上げて)いくと、台形の平坦部分が持ち上がって(利得が大きくなって)行きます。しかし、低域と高域の傾斜部分はほとんど変化していないでしょう。
つまり、帯域幅を規定する位置が持ち上がると同時に狭まっていくだけです。
逆に言えば、三角形のトップを徐々にスライスして行く方向が、増幅度を下げる方向です。平坦部分が広がっていくことになります。


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