人に聞けない痔の悩み、これでスッキリ >>

色々探したのですが,どうもイマイチしっくり来る答えが得られなかったので,質問させてください.

一般的な電流帰還増幅回路において,例えば入力電圧が2.6vでも3.6vでも,
おおよそVbe=0.6になる理由が分かりません.
(参考:http://www.page.sannet.ne.jp/je3nqy/analog/1tram …

                ←Ic
           ┌───┬── Vcc=10v
           │
           Rc=100kΩ
           │
   Ib →      C   
  ──── B      
  ↑        E     
  Vin        │
  │        Re=20kΩ
  ─┐       │
    ┷        ┷    
  接地(0V)   接地(0V)


例として上記回路にて,
Vin= Voffset(1.6v)+Vampl(+-1mv),
Ic=Is・exp(Vbe/Vt) :指数関数で表せるNPN-バイポーラTr
Is=1pA,Vt=26mV
としておきます.
(参考図書:トランジスタの料理法)


このとき,一般的な増幅度を求める計算では,
先ず,Icに流れる直流電流を 50μA とすると,
直流に対しては Vbe=0.6v なので,VRe=1.0v,Re=VRe/Ic=20kΩ,
と求めてゆくと思いますが,

本来,Ic=50μA流すのであれば,
Ic=Is・exp(Vbe/Vt)を解くと,Vbe=0.46vとなり,0.6vも必要としないと思います.
つまり,
Vbe=0.46v,Re=1.14vとなるのではないでしょうか?


この回路とは別に,単純にR1=10kΩの抵抗と,R2=20kΩの抵抗を直列に繋ぎ,
それを電流源に繋いだ以下のような回路であれば,

 ┌─────┐
 │         │
 │         R1=10k
 │         │
 │         │
 Iin=50μA    │
 │         │
 │         R1=20k
 │         │
 └─────┘

R1,R2を別々に考えて,
VR1=Iin・R1= 0.5v,
VR2=Iin・R2= 1.0v,で求められ,
VR1-to-VR2の端子電圧=VR1+VR2=1.5v
と求めることが出来るはずです.線型素子なわけですし.


なぜ,このような単純な抵抗の場合と,話が食い違うのでしょうか?
トランジスタを「π型等価回路」として見た場合も,
入力be間は単なる抵抗Rπで表すことが出来るはずです.

これは,エミッタ抵抗による負帰還がかかっていることに由来するのでしょうか?
若しくは,ツェナーダイオードによる定電源の様な,ダイオードの特性によるものでしょうか?
幾らトランジスタが非線形といえど,オームの法則による分配則ぐらい成り立つはずだと思ってます.


加えまして,
トランジスタを「π型等価回路」として見た場合,
Vin=Rπ・Ib + Re・Ie = Ib・(Rπ + (1+β)・Re),
Vbe= Ib・Rπ,これより,
Vbe/Vin = Rπ/(Rπ + (1+β)・Re) となり,
(Rπ=β/gm,gm=Ic/Vt)

Vbe=2.5%
gm´=1/Re=97.5%
の割合で,電圧がかかていると言うことが言われていますが..(トランジスタの料理法より)

確かに一応,数式では出ていますが,Reが無いトランジスタ単体での増幅が,
Ic=Is・exp(Vbe/Vt)の式より全て導出できるのに,Reが入ることで,
どうもハッキリとしない「Vbe=0.6v なので,VRe=1.0vで..」
と言った計算をしなければなら無い理由がよく分かりません.


一般的な電流帰還増幅回路において,例えば入力電圧が2.6vでも3.6vでも,おおよそVbe=0.6になる理由がを教えてください.
宜しくお願い致します.

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A 回答 (4件)

単純に、「Is=1pA」では大きすぎるのでは?


下記のリンク先では「Is=0.0001~0.01pA」位になっています。
http://dsaz37.hp.infoseek.co.jp/idealtr.html
http://homepage1.nifty.com/th3/tramp.htm
http://home.ee.kanagawa-u.ac.jp/sken/items/Activ …
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この回答へのお礼

おおおぉー!
すばらしいリンク,有難うございます!
時間が取れたら色々やってみます.まだやってないので,もしかすると質問するかもしれませんが,宜しくお願いします.

お礼日時:2007/07/12 08:51

これってシリコン半導体の電子が自由電子になる閾値の電圧だと理解してます。


ゲルマニウム半導体では0.3Vですよね。
シリコン整流器に順方向に電圧を加えると、0.6V 電圧降下が生じます。
LED では 2V 近辺ですよね。
それ以下の電圧では、電流が流れません。
シリコン半導体では、0.6V以下では電流は流れなくて(絶縁体)、それ以上になると、ほぼ導体になると言う事だと思いますが。
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この回答へのお礼

皆様ご記入頂き、有難う御座いました。
結局のところ、確かに閾値として0.7v(0.6v)があり、その作用によって動作しているのであろうということを納得しました。
ただ質問の仕方も悪かったかもしれませんが、ポイントとしては、Rcがある場合と無い場合の挙動の違いが理解しがたかったということです。
Rcがあってもなくても、0.7v閾値になるのはどちらも同じですが、Rcを入れない場合とは異なってくると思います。
またその両動作について、数式でバッチリ解きたかったと言う意図も御座いました。
納得できる回答は頂けなかった上ではありますが、皆様ご協力有難う御座いました。ただその上でポイント配分をさせて頂きますことは、ご了承ください。
有難う御座いました。失礼致します。

お礼日時:2007/08/16 09:41

私が記憶している限りでは、Vbeはダイオードの順方向電圧と同じような働きで、約0.6Vのバイアスが必要であるということです。

計算式の方に実際にはもう少し小さい電圧でも電流増幅はするかもしれませんが、マージンを取ってあるのではないでしょうか。

Vbe-Ic曲線を見てもおわかりになるように、ベースバイアスが約0.6V以下の時は、ほとんどIcが流れません。つまり、増幅作用がないということです。トランジスタはベース-エミッタ間の電流でコレクタ電流を制御していますから、この部分だけを取り出して考えるとダイオードと同じようになります。pm接合の壁を破るためには、その材料(シリコン、ゲルマニウム,etc.)によって電圧が違うと言うことではないかと私は理解しています。

No.1の方が書かれている「ダイオードは1段で0.3V,トランジスタは2段で0.6Vというのは何かの勘違いで、ゲルマニウムダイオードなどは、たしかに0.3V位ですが、シリコンダイオードの順方向電圧は0.6V位になります。おそらく教えてくれた方が、当時ゲルマニウムダイオードが一般的だったので、そんな覚え方をすると良いとでも言ったのかもしれません。
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 >>若しくは,ツェナーダイオードによる定電源の様な,ダイオードの特性によるものでしょうか?



私はそうだと思っていました。二層式ダイオードでの電圧降下は0.3V、三層式のトランジスタは、だから0.6Vと習った気がします。

この回答への補足

早速のご回答,有難うございます.
No2の方のご意見もありますが,dkbさんがおっしゃるとおり単純にダイオードの電位障壁として0.6vと考えてみても良いのかも知れません.
ただ,そうなると所謂「π型等価回路」というVbeを支配しているモデルは,堂解釈すればよいの?という点が疑問として沸いてきます.もしかすると,局所的な場合にしか考えることが出来ないのか?とも思ったり.確かにIcが増えればπ型等価回路のbe間抵抗は減ると言うのはありますが..他にも,折角のトランジスタの透過式から導くことが出来るはずでは..と考えたりして.という次第です.
ご意見有難うございます.

補足日時:2007/07/11 08:48
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Qトランジスタのベース・エミッタ間飽和電圧とは

電子回路の本を読んでいて、トランジスタに「ベース・エミッタ間飽和電圧」という用語があるのを知りました。

以下のことを知りたいと思い検索してみましたが、なかなか良い情報にたどり着けませんでした。

1. この電圧の定義 : ベース端子とエミッタ端子の間の電圧なのか?
2. この電圧の特性 : 大きければいいのか、小さいほうがいいのか?
3. 飽和の意味: コレクタ電流が最大になった状態という意味で正しいのか?

上記に関する情報または情報源についてよろしくお願いいたします。

Aベストアンサー

>1. この電圧の定義 : ベース端子とエミッタ端子の間の電圧なのか?

回答>>そうです。

>2. この電圧の特性 : 大きければいいのか、小さいほうがいいのか?

回答>>どちらかと言えば小さい方が良い。

>3. 飽和の意味: コレクタ電流が最大になった状態という意味で正しいのか?

回答>>ベース・エミッタ間飽和電圧はコレクタ電流が最大になった状態とは違います。
 まず、コレクタには外部から定電流源で規定の電流、例えば100mAを流しておきます。このときベースにも規定の電流を外部から定電流源で、例えば10mAを流します。このベース電流は半導体メーカによりますが、コレクタ電流の1/10または1/20を流します。通常hFEは100くらいか、それ以上の値を持ってますのでこのベース電流は過剰な電流と言うことになります。例えばhFEが100あったとすれば、ベース電流が10mAならコレクタ電流はそのhFE倍、すなわち1000mA流せることになります。逆にコレクタ電流を100mA流すのに必要な最低のベース電流はその1/hFEでよいわけですから、1mAもあればよいわけです。
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 例えばコレクタ負荷が抵抗で構成されてる場合にトランジスタがONしてコレクタ電流として100mA流す場合、トランジスタをしっかりONさせるためにベースにはhFEから考えてぎりぎりの1mAより多くの電流を流します。
 このように必要以上にベース電流を流すことをオーバードライブと言いますが、そのオーバードライブの度合いをオーバードライブ係数、Kov=Ic/Ib で定義します。コレクタ電流を100mA流し、ベース電流を10mA流せばオーバードライブ係数、Kovは 10になります。
 実際にトランジスタをスイッチとして使用する場合はこのオーバードライブ係数を目安にして、ベース電流を流すように設計します。その際、ベースーエミッタ間の電圧VBEが計算上必要になりますのでこのベース・エミッタ間飽和電圧を使います。例えば、NPNトランジスタをONさせてコレクタに100mA流す場合、ベースにコレクタ電流のKov分の1の電流を流すようにベースと信号源の間の抵抗値RBを計算します。信号源の「H」の電圧が2.5Vの場合、RBはベース・エミッタ間飽和電圧をVBE(sat)とすれば、

    RB=(2.5V-VBE(sat)/10mA 

のようにして求めます。

>1. この電圧の定義 : ベース端子とエミッタ端子の間の電圧なのか?

回答>>そうです。

>2. この電圧の特性 : 大きければいいのか、小さいほうがいいのか?

回答>>どちらかと言えば小さい方が良い。

>3. 飽和の意味: コレクタ電流が最大になった状態という意味で正しいのか?

回答>>ベース・エミッタ間飽和電圧はコレクタ電流が最大になった状態とは違います。
 まず、コレクタには外部から定電流源で規定の電流、例えば100mAを流しておきます。このときベースにも規定の電流を外部から定電流源で、例...続きを読む

Q■ トランジスタのベース・エミッタ間の電圧計算 ■

画像の回路では、トランジスタのベース・エミッタ間に0.5V以上流れていないため、LEDは点灯しません。この時のベース・エミッタ間の電圧計算が以下になります。

6V×800Ω÷(33KΩ+800Ω)≒0.14V

(1)6Vに800Ωを掛けると何が求まるのか?
(2)ベース側の電圧を計算するのに、33KΩ+800Ωで直列抵抗として計算しているのはなぜか?

なぜ、このような計算でベース・エミッタ間の電圧計算が出来るのか、分かり易く噛み砕いた解説が出来る方、よろしくお願いいたします。

Aベストアンサー

>0.5V以上流れていないため
電圧を流れるとは言いません。
電圧の場合は加わるといいます。
流れるのは電流です。

(1)6Vに800Ωを掛けると何が求まるのか?
6V×800Ω=4800VΩが求まります。
VΩという単位は通常使いませんけどね。

(2)ベース側の電圧を計算するのに、33KΩ+800Ωで直列抵抗として計算しているのはなぜか?
6V×800Ω÷(33KΩ+800Ω)は 6V×(800Ω÷(33KΩ+800Ω))と解釈すべきです。
800Ω÷(33KΩ+800Ω)は 800Ω÷(33000Ω+800Ω)なので
800Ω÷(33000Ω+800Ω)=800Ω÷33800Ω=0.0237となって、単位のない数字になります。
したがって、
6V×800Ω÷(33KΩ+800Ω)=6V×0.0237=0.124V
という数値が得られます。
この値は、トランジスタのベースと抵抗との間を接続しない時の電圧になります。

トランジスタのベース・エミッタ間にはおよその値で0.6~0.7V以上の電圧が加わらないとベースに電流は流れません。
なお、800オームの抵抗を取り外した場合でもベース電流は
(6V-0.7V)/33kΩ=0.160mA しか流れません。

トランジスタのHfe=200とすると 0.160mA×200=32mAという数値が得られます。
だからと言って、図の回路で32mA流れるというわけではありません。

>0.5V以上流れていないため
電圧を流れるとは言いません。
電圧の場合は加わるといいます。
流れるのは電流です。

(1)6Vに800Ωを掛けると何が求まるのか?
6V×800Ω=4800VΩが求まります。
VΩという単位は通常使いませんけどね。

(2)ベース側の電圧を計算するのに、33KΩ+800Ωで直列抵抗として計算しているのはなぜか?
6V×800Ω÷(33KΩ+800Ω)は 6V×(800Ω÷(33KΩ+800Ω))と解釈すべきです。
800Ω÷(33KΩ+800Ω)は 800Ω÷(33000Ω+800Ω)なので
800Ω÷(33000Ω+800Ω)=800Ω÷33800Ω=0.0237となって、...続きを読む

Qプルアップ抵抗値の決め方について

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B点での電圧を4.1Vとしたい場合について考えています。その場合、AB間での電圧降下は0.9Vとなります。

抵抗値×電流=0.9Vとなるようにプルアップ抵抗の値を決めるべきだと考えていますが、この抵抗に流れる電流が分からないため、決めるのは不可能ではないでしょうか?

抵抗値を決めてからやっと、V=IRより流れる電流が決まるため、それから再度流れる電流と抵抗を調節していって電圧降下が0.9Vとなるように設定するのでしょうか。どうぞご助力お願いします。



以下、理解の補足です。
・理解その1
ふつう、こういう場合は抵抗値を計算するためには、電圧降下と抵抗に流れる電流が決まっていることが前提だと考えていました。V=IRを計算するためには、この変数のうち2つを知っていなければならないからです。
また、例えば5V/2Aの電源を使った場合、マイコン周りは電源ラインからの分岐が多いため、この抵抗に2A全てが流るわけではないことも理解しています。

電源ラインからは「使う電流」だけ引っ張るイメージだと理解しているのですが、その「使う電流」が分からないため抵抗値を決定できません。(ポート入力電流の最大定格はありますが…)


・理解その2
理解その1で書いたように、抵抗値を計算するためには、電圧降下と抵抗に流れる電流が必要だと理解しています。図2を例に説明します。Rの値を決めたいとします。
CD間の電圧降下が5Vであることと、回路全体を流れる電流が2Aであることから、キルヒホッフの法則より簡単にRの値とそれぞれの抵抗に流れる電流が分かります。今回の例もこれと同じように考えられないのでしょうか。

ほとんどこの分野に触れたことがないので大変初歩的な質問になると思います。

図1のような回路でプルアップ抵抗の値を決めたいと思っています。
B点での電圧を4.1Vとしたい場合について考えています。その場合、AB間での電圧降下は0.9Vとなります。

抵抗値×電流=0.9Vとなるようにプルアップ抵抗の値を決めるべきだと考えていますが、この抵抗に流れる電流が分からないため、決めるのは不可能ではないでしょうか?

抵抗値を決めてからやっと、V=IRより流れる電流が決まるため、それから再度流れる電流と抵抗を調...続きを読む

Aベストアンサー

NO1です。

スイッチがONした時に抵抗に流れる電流というのは、最大入力電流や最大入力電圧
という仕様から読めば良いのでしょうか。
→おそらくマイコンの入力端子の電流はほとんど0なので気にしなくてよいと思われます。
入力電圧は5Vかけても問題ないかは確認必要です。

マイコンの入力電圧として0Vか5Vを入れたいのであれば、抵抗値は、NO3の方が
言われているとおり、ノイズに強くしたいかどうかで決めれば良いです。
あとは、スイッチがONした時の抵抗の許容電力を気にすれば良いです。
例えば、抵抗を10KΩとした場合、抵抗に流れる電流は5V/10kΩ=0.5mAで
抵抗で消費する電力は5V×0.5mA=0.0025Wです。
1/16Wの抵抗を使っても全く余裕があり問題ありません。
しかし、100Ωとかにしてしまうと、1/2Wなどもっと許容電力の大きい抵抗を
使用しなければいけません。
まあ大抵、NO3の方が書かれている範囲の中間の、10kΩ程度付けておけば
問題にはならないのでは?

Qトランジスタ 温度特性

トランジスタは何故温度が上昇したら電流が流れやすくなるのですか?
詳しくお願いします。

Aベストアンサー

簡単に説明すると、電子の活動が温度上昇に伴って活発になるからです。
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トランジスタ
http://ja.wikipedia.org/wiki/%E3%83%88%E3%83%A9%E3%83%B3%E3%82%B8%E3%82%B9%E3%82%BF

Qエミッタ接地増幅回路について教えてください><

教えていただきたいことは2つあります。
(1)エミッタ接地増幅回路はなぜ入出力波形の位相が反転するのでしょうか。
(2)エミッタ接地増幅回路はなぜ入力電圧が大きくなったとき出力波形が歪んでしまうのでしょうか。

1つでもわかる方がいらっしゃいましたらどうか回答よろしくお願いします。

Aベストアンサー

参考URLのトランジスター(エミッタ接地)増幅回路について
Ic-Vce特性と負荷線の図を見てください。
参考URL:
ttp://www.kairo-nyumon.com/analog_load.html

(1)
バイアス電圧を調整して図4の動作点(橙色の点)をVbe特性の中心に設定してやり、その動作点を中心に入力電圧Vbeを変化させてやるとVceとIcが負荷線上で変化して動きます。入力電圧Vbeが増加すると出力電圧Vceが減少し、入力電圧Vbeが減少すると出力電圧Vceが増加します。つまり出力電圧波形の位相は入力電圧の位相が逆になります。つまり、入出力波形の位相が反転することになります。

(2)
入力電圧Vbeが大きくなったとき出力波形が歪んでしまうのは、動作点が負荷線の線形動作範囲の上限に近づくとそれ以上Vceが頭打ちになって、出力電圧波形が飽和してしまいます。言い換えればコレクタ電圧Vceは接地電圧と直流電源電圧Vccの範囲でしか変化できません。その出力電圧波形は入力電圧Vbeが負荷線上の線形増幅範囲だけです。線形増幅範囲を超えるような大振幅の入力Vbeを入力すると出力電圧の波形が飽和して波形の上下が歪んだ(潰れた)波形になります。

お分かりになりましたでしょうか?

参考URL:http://www.kairo-nyumon.com/analog_load.html

参考URLのトランジスター(エミッタ接地)増幅回路について
Ic-Vce特性と負荷線の図を見てください。
参考URL:
ttp://www.kairo-nyumon.com/analog_load.html

(1)
バイアス電圧を調整して図4の動作点(橙色の点)をVbe特性の中心に設定してやり、その動作点を中心に入力電圧Vbeを変化させてやるとVceとIcが負荷線上で変化して動きます。入力電圧Vbeが増加すると出力電圧Vceが減少し、入力電圧Vbeが減少すると出力電圧Vceが増加します。つまり出力電圧波形の位相は入力電圧の位相が逆になります。つまり、入出力波...続きを読む

Qダイオードの温度特性について

ダイオードは温度が高くなると、順方向電圧Vdが小さくなる特性を持ち、その傾きは-2mV/℃といわれています。

トランジスタ設計の本や関連HPを見るとダイオードの特性は下記の式になっていますが、
下記の値を入れて計算すると絶対温度Tが上昇するとVdも上昇する式になってしまいます。
どうしてでしょうか?

Vd = ((K*T)/q)*ln(Id/Is)
  = 1.785e-3*T

K:ボルツマン定数=1.38e-23[J/K]
q:電子の電荷:=1.602e-19[c]
Id:順方向電流=1e-3[A]
Is:飽和電流=1e-14[A]
T:絶対温度

Aベストアンサー

 
 
 以下、Vd,Id の d は省略します、 (q*V/(k*T)) などは (qV/kT) と略記します、 温度Tは300Kとします。


>> トランジスタ設計の本や関連HPを見るとダイオードの特性は下記の式になっていますが、
Vd = ((K*T)/q)*ln(Id/Is)
<<


 ここはぜひ、その式の元の形である
  I = Is・exp(qV/kT) …(1)
の式で覚えてください。半導体の理論は根底が exp(エネルギ/熱エネルギ) という関数から出発してるので、この形で慣れておけば 将来ともお得です。
 で、
Is 自体も exp(-Eg/kT) 的な電流です。 Egはシリコンのバンドギャップエネルギ、kTは温度Tの熱エネルギです。 Is の成分の詳細説明は専門書にゆずるとして、大局的には
  Is = A・exp(-Eg/kT) …(2)
と書けます。
係数 A は今は定数とします。(2)を(1)に入れると、
  I = A・exp(-Eg/kT)・exp(qV/kT) …(3)
両辺をAで割って 両辺を対数取って V=の形にすると、
  V = (1/q){ kT・ln(I/A)+Eg } …(4)
あなたが載せたVdの式より 少し詳しく求まりました。


 さて、
温度係数の定義は 『Tだけが変化する』 です。そのとき I は(何らかの手段で)一定に保たれてるとします。すると(4)式はT以外すべて定数となるので単純に微分できて、
  ∂V/∂T = (1/q)k・ln(I/A) …(5)
これが疑問への答です。これに(3)式を入れると、
  ∂V/∂T = (1/T){ V-Eg/q } …(6)
温度とバンドギャップと電子電荷だけの式になりました。Eg/q は次元が電圧で、バンドギャップ電圧と呼ばれたりします、その値はシリコンで約 1.11[V] です、この機会に暗記しましょう。(6)式を言葉で書くと

  温度係数=(順電圧-1.11 )÷温度 …(7)
  温度300k,順電圧 0.65V のとき、-1.5 mV/K ほど。
  温度300k,順電圧 0.51V のとき、-2 mV/K ほど。

変動は、電流が小さいほど(=順電圧が小さいほど)□□く、高温ほど□□いんですね。このように 使用温度、使用電流、品種、製造ロットによって変わるものなのだ、と覚えてください。



 余談;
詳しく言えば切りがないのですが、 Egそのものも温度Tの関数です。係数Aは回路シミュレータでは温度の3乗がよく使われます。SI単位系に慣れましょう。
それから、他人が書いた式を眺めてるだけでは自分の力が付きません、ぜひ式変形を自分の手で最後までやってみましょう。
 
 

 
 
 以下、Vd,Id の d は省略します、 (q*V/(k*T)) などは (qV/kT) と略記します、 温度Tは300Kとします。


>> トランジスタ設計の本や関連HPを見るとダイオードの特性は下記の式になっていますが、
Vd = ((K*T)/q)*ln(Id/Is)
<<


 ここはぜひ、その式の元の形である
  I = Is・exp(qV/kT) …(1)
の式で覚えてください。半導体の理論は根底が exp(エネルギ/熱エネルギ) という関数から出発してるので、この形で慣れておけば 将来ともお得です。
 で、
Is 自体も exp(-Eg/kT) 的な電流...続きを読む

Q抵抗の1/2W、1/4Wの違いについて

 クルマのLED工作で抵抗を使おうと思っています。

 その時 抵抗には、〇Ω以外にも
1/2W、1/4W等の規格があるのですが、よくわかりません
調べてみたところ<電力消費>という
キーワードが分かりましたが他がサッパリ・・・・

・例えば (+)1/4W 430Ω LED (-)という場合
抵抗を 1/2W 430Ωでは、ダメなのですよね?
 1/2Wの場合 〇Ωになるのでしょうか?

・また、1/2W、1/4Wは、単純に大きさ(太さ、長さ)で
判別がつくのでしょうか?

Aベストアンサー

抵抗が焼ききれずに使用できる or 性能を保証できる電力です。

例えば1kΩの抵抗に24Vの電圧を与えると、抵抗はP=V*I=(V^2)/R=0.576Wの電力を熱として消費します。
1/2W抵抗は0.5Wまでしか持たないので1W抵抗を使用することになります。
一瞬でも定格を越えるとダメなので、通常は余裕を持って考えます。

>・例えば (+)1/4W 430Ω LED (-)という場合
>抵抗を 1/2W 430Ωでは、ダメなのですよね?

定格を満たしているため問題ありません。

>・また、1/2W、1/4Wは、単純に大きさ(太さ、長さ)で
>判別がつくのでしょうか?

大抵の場合大きさで分かります。長さも太さも違います。
同一シリーズであれば確実にワット数の大きいほうがサイズがでかいです。
(1/2W>1/4W)

http://detail.chiebukuro.yahoo.co.jp/qa/question_detail/q1314083328

Qコレクタ・エミッタ間電圧

コレクタ・エミッタ間電圧を計算で求めることは可能ですか?
いろいろと調べてみましたがわからなかったので教えていただけると幸いです。

Aベストアンサー

以下のような条件が分かっていれば計算で求められます。

1)動作点としてのコレクタ電流IC、コレクタと電源間に接続されている
負荷抵抗RL、電源電圧VCCが分かっている場合で

エミッタが接地されている場合は:VCE=VCC-IC×RL 

2)上記1)でコレクタ電流ICの代わりにベース電流IBと電流増幅率hfeが
分かっている場合で

エミッタが接地されている場合は:VCE=VCC-IB×hfe×RL

こんなところでしょうか。

Q電圧増幅度の出し方

入力電圧と出力電圧があってそこからどうやって電圧増幅度を求めるんですか?
電圧増幅度を出す式を教えてください

Aベストアンサー

増幅回路内の各段のゲイン、カットオフを求めて、トータルゲイン及びF特、位相
を計算するという難しい増幅回路の設計にはあたりませんので、きわめて単純に
考えればいいですよ。

電圧利得(A)=出力電圧/入力電圧

となります。

これをデシベル(dB)で表すと

G=20LogA(常用対数)

で計算できます。

ご参考に。

Qオペアンプに使用するパスコンは何故0.1μFなのでしょう?

いろいろ本を見てもパスコンは0.1μFをつければいい。という内容が多く、
何故パスコンの容量が0.1μFがいいかというのがわかりません。
計算式とかがあるのでしょうか?

Aベストアンサー

下記の「図2コンデンサの特性:(b)」を見てください。
http://www.cqpub.co.jp/dwm/contents/0029/dwm002900590.pdf

0.1μFのセラコンは、ほぼ8MHzで共振しています。
つまり8MHzまではキャパシタとしての特性を示しており、これより高い周波数ではインダクタと
なってしまうことがわかります。

0.1μFは単純に計算すると8MHzで0.2Ωのインピーダンスを示し、これは実用上十分低い
インピーダンスと考えられます。
つまり、大ざっぱにいって、10MHzまでは0.1μFのセラコンに守備を任せることができるわけです。
(従って、当然のことですが、10MHz~1GHzを扱うデバイスでは0.1μFでは不十分で、0.01μF~10pFといったキャパシタを並列に入れる必要が出てきます)

では低域の問題はどうでしょうか?
0.1μFは1MHzで2Ω、100kHzでは20Ωとなり、そろそろお役御免です。
この辺りからは、電源側に入れた、より大容量のキャパシタが守備を受け持つことになります。
(この「連携を考えることが、パスコン設計の重要なポイント」です)

ここで考えなければならないのが、この大容量キャパシタと0.1μFセラコンとの距離です。
10MHzは波長30mです。
したがって、(これも大ざっぱな言い方ですが)この1/4λの1/10、すなわち75cmくらいまでは、回路インピーダンスを問題にしなくてよいと考えます。

「1/40」はひとつの目安で、人によって違うと思いますが、経験上、大体これくらいを見ておけば、あまり問題になることはありません。
厳密には、実際に回路を動作させ、て異常が出ればパスコン容量を変えてみる、といった
手法をとります。

上記URLは、横軸目盛りがはっきりしていないので、お詫びにいくつかのパスコンに関するURLを貼っておきます。
ご参考にしてください。
http://www.rohm.co.jp/en/capacitor/what7-j.html
http://www.cqpub.co.jp/toragi/TRBN/contents/2004/tr0409/0409swpw.pdf
http://www.murata.co.jp/articles/ta0463.html

参考URL:http://www.cqpub.co.jp/dwm/contents/0029/dwm002900590.pdf

下記の「図2コンデンサの特性:(b)」を見てください。
http://www.cqpub.co.jp/dwm/contents/0029/dwm002900590.pdf

0.1μFのセラコンは、ほぼ8MHzで共振しています。
つまり8MHzまではキャパシタとしての特性を示しており、これより高い周波数ではインダクタと
なってしまうことがわかります。

0.1μFは単純に計算すると8MHzで0.2Ωのインピーダンスを示し、これは実用上十分低い
インピーダンスと考えられます。
つまり、大ざっぱにいって、10MHzまでは0.1μFのセラコンに守備を任せることができるわけ...続きを読む


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