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オペアンプの反転増幅器における特性について質問します。

ある値で入力電圧をかけ、出力電圧をテスターやオシロスコープで波形を見ると、ある値で頭打ちになってしまいます。オペアンプには、規定の電源電圧において正常に動作する限界値(出力が飽和する電圧)があると耳にしましたが、どういうことでしょうか?

オペアンプについて熟知しておらず、曖昧な質問で申し訳ありません。
よろしくお願い致します。

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A 回答 (5件)

>オペアンプには、規定の電源電圧において正常に動作する限界値(出力が飽和する電圧)があると耳にしましたが、どういうことでしょうか?



まさに言われる通り、ある電圧で出力が飽和してしまうってことです。
まず、当然のことながら、オペアンプはかけられた電源電圧以上の電圧を出力することはできませんから、どんなに頑張っても、電源電圧でオペアンプの出力は飽和してしまいます。

実際には、一般的なオペアンプは、電源電圧まで出すことができず、それより低い電圧で出力が飽和してしまいます。
オペアンプを(特に増幅目的で)使うときには、出力が飽和してしまわないように、入力の大きさを考えて増幅率を設計する必要があります。
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横からすみません。



オペアンプに限らず、電圧増幅型のアンプでは、電源電圧以上の出力振幅を取ることはできません。
例えば、電源電圧が±10Vであれば、出力振幅は20Vp-p(7.1Vrms)以上に取ることはできません。

問題は、この範囲で如何に効率よく、ギリギリまで持ってこれるか・・・ということです。
741系のオペアンプは古典的なオペアンプで、こういう配慮はされておらず、取り出し得る出力振幅はかなり小さいです。

「Rail to Rail」または「フルスイング」という呼び方をされるオペアンプのご使用をお薦めします。
http://www.national.com/JPN/ds/LM/LMV321.pdf

なお、ANo.2の補足欄へ書かれた「非対称」の件は、直流バイアス点の不適切によるものと思います。
直流バイアス点を調整して、波形が対象に歪むようにする、ことが必要でしょう。

参考URL:http://www.national.com/JPN/ds/LM/LMV321.pdf
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 お疲れさまでした!それでは device の datasheet で内部を見てみましょう、百聞は一見にしかず、一目瞭然です。


↓昔の雰囲気がするdatasheet
http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/ua741.pdf
↓小綺麗です。抵抗値が書いてあるので使えます。
http://www.st.com/stonline/books/pdf/docs/5304.pdf
↓新日本無線(NJM社)のセカンドソース
http://www.njr.co.jp/pdf/aj/aj04015.pdf
4ページ目の「最大出力電圧の温度依存」の図が使えます。実験はたぶん室温ですね。そのあたりの温度での値を読みとってください。電源電圧との差が何ボルトか?を見るのです。傾向は似てますか? 似てればこのIC固有の性質だと言えますし、なんか違ってれば原因は別にありそう、ということです。前者で話を進めましょう。

小綺麗なデータシートの2ページ目にある出力回路の図。この図は見やすくするためか ずいぶん省略されてます。Q16のベース配線が行き先無いのは困りますがw、出力部分だけを抜き出すと;


  PNPの
  エミッタ接地
   Q13
    ─┬───┬───── Vp 正電源
     E     │
   ─B      C  Q14
     C───B   NPNの
           E   エミッタフォロア
           │
           25Ω
           ├─── 出力
           50Ω
           |
           E
    ┌─┬──B  Q20
    C  │   C  PNPの
  ─B  C    │  エミッタフォロア
    E─B    |
       E    |
  ───┴──┴──── Vn 負電源
   Q16 Q17
   NPN NPN
   二つひとくみで
   ダーリントン接続されたエミッタ接地



 実験では出力の負荷は帰還抵抗だけで、それも25Ωや50Ωより遙かに大きいと思いますので、この抵抗による電圧降下は無視できるはずです。(この25や50Ωはうっかり出力を電源やグランドにショートさせたときの異常電流検出抵抗なので正常使用時は無視して結構です。)
 上側の回路は、
Q13はエミッタ接地だからVceはほぼゼロ近くまで行けますね?(教科書でここを押さえましょう。)だからQ13のコレクタは 「 ほぼVpまで行ってる 」 のです。 次のQ14はエミッタフォロアでベースエミッタ間Vbeの電位差が常に付きまといます(これも教科書で押さえましょう。)よって、出力は 「 ほぼVpからQ14のVbeだけ落ちる 」 ことになります。 実際がそれより大きめなのは、Q13を飽和まで追い込んで使ってない(そう設計してある)からなので、大まかに合えば良しとしましょう。

 下の方も同様なのですが、Q16とQ17、がダーリントン接続( darlington 発明者名)のエミッタ接地回路なので、これはVceがゼロまで行かない性質があります。(これは教科書に無かったらネット検索で。)それプラス Q20のVbe が下側の出力限界、ということです。
 以上、エミッタ接地、エミッタフォロア、ダーリントン接続(ダーリントンペアとも)の三者を教科書から引用してレポートを仕上げましょう。




 余談;
オペアンプの内部回路はパテント激戦の跡そのものでして多種多様です、なので具体的な品名や使用状況の説明がないと一般論も満足にできない、易者のようなぼんやりした回答しかできませんので今後の参考に。 ものによっては25,50Ωの所が馬鹿でかかったり、入力側で電圧をクリップしてあるとか、一筋縄ではいきません。 今回は質問文に「反転型」とひとことあったので助かりました。
 タイプ741は、オリジナルはトランジスタ発明者の弟子たちが作った会社フェアチャイルド(良い子)社のμA741です。マイクロアンプリファイヤ。 「オペアンプ回路をIC化」したルーツの一つ。グランドマザー的な地位でして子孫は今も世界中で繁栄しています。その家系図は、
↓の発言#39に一部が。
http://ebi.2ch.net/pav/kako/971/971596951.html

以上ですが、適当に何か追加質問を付けてください。
 
 
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レスありがとうでした、できれば具体的な型番を知りたいのですが。
 
 

この回答への補足

遅くなりました。
汎用周波数補償内蔵型の741型です。
これでわかるでしょうか。

補足日時:2006/01/09 14:08
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(1)実験されたアンプの品名、
(2)そのときの電源の電圧値、
(3)頭打ちになった出力電圧の値、
(4)そのときの入力電圧の値、
を教えていただけますか?
それか、レポートのための一般論な説明がご入用なのでしょうか?
 
 

この回答への補足

(1)汎用形オペアンプを使用
(2)+10V、-10Vの電源電圧
(3)+9.38V、-7.77V(直流)、+9.7~+9.9V程度、-7.5Vくらい(交流)
(4)(2)同様です。

交流に関しては、オシロスコープで見ると、中央ラインから上への振幅が大きく、下への振幅がそれに比べて小さいです。

よろしくお願い致します。

補足日時:2006/01/09 02:09
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そしてなぜ10kHzから生じたのかという根拠もわかりません。
どなたかご回答の程よろしくお願いします。

Aベストアンサー

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Q反転増幅回路の入出力電圧の関係

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入力電圧を大きくしても出力電圧が一定以上の電圧にならないのは何故なんでしょうか?

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OPアンプによって出力できる電圧範囲が違います([1]の図2)。電源電圧いっぱいまで出力電圧が出ない理由は [2] で説明されています。

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Qカットオフ周波数とは何ですか?

ウィキペディアに以下のように書いてました。

遮断周波数(しゃだんしゅうはすう)またはカットオフ周波数(英: Cutoff frequency)とは、物理学や電気工学におけるシステム応答の限界であり、それを超えると入力されたエネルギーは減衰したり反射したりする。典型例として次のような定義がある。
電子回路の遮断周波数: その周波数を越えると(あるいは下回ると)回路の利得が通常値の 3 dB 低下する。
導波管で伝送可能な最低周波数(あるいは最大波長)。
遮断周波数は、プラズマ振動にもあり、場の量子論における繰り込みに関連した概念にも用いられる。


ですがよくわかりません。
わかりやすく言うとどういったことなのですか?

Aベストアンサー

>電子回路の遮断周波数: その周波数を越えると(あるいは下回ると)回路の利得が通常値の 3 dB 低下する。
>導波管で伝送可能な最低周波数(あるいは最大波長)。
>遮断周波数は、プラズマ振動にもあり、場の量子論における繰り込みに関連した概念にも用いられる。

簡単にいうと、一口に「カットオフ周波数」と言っても分野によって意味が違う。
電子回路屋が「カットオフ周波数」と言うときと、導波管の設計屋さんが「カットオフ周波数」と言うとき
言葉こそ同じ「カットオフ周波数」でも、意味は違うって事です。



電子回路の遮断周波数の場合
-3dB はエネルギー量にして1/2である事を意味します。
つまり、-3dBなるカットオフ周波数とは

「エネルギーの半分以上が通過するといえる」

「エネルギーの半分以上が遮断されるといえる」
の境目です。

>カットオフ周波数は影響がないと考える周波数のことでよろしいでしょうか?
いいえ
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Q反転増幅器のカットオフ周波数の求め方

基本的な反転増幅回路における周波数特性が右下がりになる理由を理論的に説明したいのですが、回路にコンデンサが使われていないので、カットオフ周波数が求められなくて困っています。
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Aベストアンサー

式が少し違うところがありますが、Fcutは合っています。
V(t)=Asin(2πft)  Aは最大値(片振幅)
dV/dt=2πfAcos(2πft)  t=0のとき、[dV/dt]max=2πfA=SR
よって、f=SR/2πA (あなたの式には2が無い)
SR=0.5[V/μs] A=8[Vp0] とすると、f=0.5/2/3.14/8=0.020[MHz]=20[kHz] (あなたの計算結果と一致)
以上はあなたに従って最初から8Vで計算しましたが、電源電圧(例えば15V)で上限値を求めておくことも必要だと思います。

Q閉ループゲイン 開ループゲイン

オペアンプの閉ループゲイン、開ループゲインとはそもそも何なのでしょうか?
根本的なとこがわかりません。
どなたかよろしくお願いします。

Aベストアンサー

[図6.1-41]を見てください。
これが開(オープン)ループゲインです。(青色)
(フィードバックをかけていないときの利得ー周波数特性)
http://my1.interlink.or.jp/~md0858/series4/densi0613.html

70Hzくらいまでは100dBの利得がありますが、より高い周波数では-6dB/oct(=-20dB/decade)でどんどん下がっていき、7MHzくらいで0dBとなります。
(最大利得と周波数特性はオペアンプの種類によって異なるが、この”傾向”はすべてのオペアンプについて言える)

[図6.1-43]を見てください。
例えば80dB(60dB)のフィドバックをかけたとすると、利得は20dB(40dB)になりますが、利得一定の周波数幅がうんと広くなることにお気づきでしょうか?
これが閉ループゲインです。

一般に、オペアンプの開ループゲインは100dB以上ありますが、これを開ループで使うことは滅多にありません。
周波数特性が問題にならないコンパレータのときくらいのものです。

参考URL:http://my1.interlink.or.jp/~md0858/series4/densi0613.html

[図6.1-41]を見てください。
これが開(オープン)ループゲインです。(青色)
(フィードバックをかけていないときの利得ー周波数特性)
http://my1.interlink.or.jp/~md0858/series4/densi0613.html

70Hzくらいまでは100dBの利得がありますが、より高い周波数では-6dB/oct(=-20dB/decade)でどんどん下がっていき、7MHzくらいで0dBとなります。
(最大利得と周波数特性はオペアンプの種類によって異なるが、この”傾向”はすべてのオペアンプについて言える)

[図6.1-43]を見てください。
例えば80dB(60...続きを読む

Q遮断周波数のゲインがなぜ-3dBとなるのか?

私が知っている遮断周波数の知識は・・・
遮断周波数とはシステム応答の限界であり、それを超えると減衰する。
<遮断周波数の定義>
出力電力が入力電力の1/2となる周波数を指す。
電力は電圧の2乗に比例するので
Vout / Vin = 1 / √2
となるので
ゲインG=20log( 1 / √2 )=-3dB
となる。

ここで、なぜ出力電力が入力電力の1/2(Vout / Vin = 1 / √2)
となるのでしょうか?
定義として見るにしてもなぜこう定義するのか
ご存じの方いらっしゃいましたら教えて下さい。

Aベストアンサー

>ここで、なぜ出力電力が入力電力の1/2(Vout / Vin = 1 / √2)
>となるのでしょうか?
>定義として見るにしてもなぜこう定義するのか

端的に言えば、
"通過するエネルギー"<"遮断されるエネルギー"
"通過するエネルギー">"遮断されるエネルギー"
が、変わる境目だからです。

>遮断周波数とはシステム応答の限界であり、それを超えると減衰する。
これは、少々誤解を招く表現です。
減衰自体は"遮断周波数"に至る前から始まります。(-3dBに至る前に、-2dBとか、-1dBになる周波数があります)

Q反転増幅回路の・・・・

非反転増幅、反転増幅の回路実験を行ったのですが、
1kHzや100kHz を入力すると、約10倍の増幅が確認できたのに対し、1MHzを入力した場合、約1.2倍となりほとんど増幅が確認できませんでした。 これはなぜでしょうか。詳しく解説していただけるとうれしいです。

Aベストアンサー

6月1日に同じ内容の質問(反転増幅器のカットオフ周波数の求め方 http://oshiete1.goo.ne.jp/qa3048059.html)がありますが、より詳しく解説します。

高周波での利得が低下する主な原因として以下のものがあります。

(1) OPアンプのスルーレートの制限によるもの(大振幅)
(2) OPアンプのオープンループ利得の低下によるもの(小振幅)
(3) OPアンプの入力容量や帰還抵抗の寄生容量によるもの

(1) スルーレートとは、1μs の時間あたり、どれくらいの電圧変化まで出力できるかという、OPアンプの出力特性の1つです。OPアンプが μA741 の場合、資料 [1] のデータシート(PDF 5ページの一番下の表)にある SR (Slew Rate) という項目がこれに該当しますが、これが 0.5V/μs とあります。つまり、 μA741は、1μs 間に 0.5V 以上変化するような信号を出力できません。

OPアンプのスルーレートを超える極端に速い信号を入れると、信号は三角波になってしまいます(三角波の傾き = スルーレート = 一定)。OPアンプのスルーレートを SR [V/μs]、三角波の片側振幅を a [V] 、信号の周波数を f [Hz] とすれば、SR = 4*a*f となります(三角波は1/4周期で、0V からA V まで電圧が変化する)。この式を変形すれば、a = SR/( 4*f ) ですから、この場合、増幅器の利得に関係なく、OPアンプのスルーレートが小さいほど、あるいは、周波数が高くなるほど、出力信号の振幅が低下します。

入力信号が sin 波として、その片側振幅を A [V] としたとき、電圧の時間変化 Vin(t) は、Vin(t) =A*sin( 2*π*f) であらわされます。この信号を利得 G 倍の増幅器に入力したとすると、出力信号は、理想OPアンプの場合はG 倍されて、Vout(t) =G*A*sin( 2*π*f) となるはずです。しかし、この出力信号の電圧変化率 dVout/dt がOPアンプのスルーレート SR を超えた部分はOPアンプが追随できず、直線的な波形になってしまいます。Vout(t) =G*A*sin( 2*π*f) の変化率は dVout/dt = 2*π*f*G*A*cos( 2*π*f ) ですから、その最大値は 2*π*f*G*A になります。これが SR を超えていなければ、計算通りの利得が得られますが、そうでない場合には上の例のように、出力信号の最も変化の速い部分は三角波に近くなってしまいます。出力信号の振幅低下が、スルーレートによるものかどうか判断するには、出力信号の波形を見れば一目瞭然ですが、それができないときは、2*π*f*G*A を計算してください。これが SR を超えていれば、出力信号の振幅低下が、スルーレートによるものです。下図のような増幅器の場合、 G は反転型で R1/R2、非反転で 1 + R2/R1 ですが、G が小さければ、出力信号の電圧変化率は小さくなるので、利得 G をむやみに大きくしないとか、入力信号の振幅 A を小さくすることで 2*π*f*G*A を小さくして、OPアンプのスルーレートによる制限を回避することができます。

         ┌─ R2 ─-┐
         │ ┏━┓  │               ┏━┓
Vin ─ R1 ─┴-┨- ┠─┴─ Vout    Vin ─┃+ ┠┬─ Vout
         ┌-┨+ ┃                ┌┨- ┃│
         ┷ ┗━┛                │ ┗━┛ │
         GND                    ├- R2 ─┘
                               R1
         反転増幅器               ┷ 非反転増幅器

(2) OPアンプの出力信号が、スルーレートで制限されないような小さい電圧の場合でも、OPアンプ自身の利得(オープンループ利得)に周波数依存があるので、高い周波数では利得が低下します。反転増幅回路の利得は、G = R2/R1/{ 1 + ( 1 + R2/R1 )/A0 } で表されます。A0 はOPアンプのオープンループ利得です。A0 = ∞ (理想OPアンプ)なら、G = R2/R1 ですが、A0 = 1 の場合 G = R2/R1/( 2 + R2/R1) < R2/R1 となって利得が低下します。 増幅している信号の周波数で、OPアンプのオープンループ利得 A0 が A0 >> R2/R1 を満足しないと反転増幅器の利得は計算通りになりません。μA741の場合、資料 [1] の9ページの一番下のグラフがオープンループ利得の周波数依存です。5Hzでの利得は 105 dB ( = 10^(105/20) = 200000 )もありますが、1 MHz では 0dB ( 1倍 )しかないので、1MHz では増幅器になっていません。回路の利得 R2/R1 が大きいほど、この周波数の上限は下がります。μA741の場合、周波数が100 kHz のとき A0 = 20dB ( 10倍 )なので、R2/R1 < 10 としないと、利得が計算どおりになりません。 1MHz では、A0 = 0dB ( 1倍 ) なので、R2/R1 < 1 とする必要があります。μA741のオープンループ利得 A0 の周波数依存から、非反転増幅器の利得の周波数依存を G = R2/R1/{ 1 + ( 1 + R2/R1 )/A0 } で計算してみてください。

反転増幅回路の利得の計算方法と非反転増幅器の利得、(3)については、長くなるので書きませんでしたが、ご希望であれば追加説明します。また、μA741 のデータシートはテキサスインスツルメンツのものを使いましたが、メーカによって特性が違うので、実験で使った μA741 のデータシートで確認してください。なお、スルーレートやオープンループ利得の値は、あくまで参考(設計)値で、部品によってバラツキがあります。

【資料】
[1] μA741のデータシート http://focus.tij.co.jp/jp/lit/ds/symlink/ua741.pdf

6月1日に同じ内容の質問(反転増幅器のカットオフ周波数の求め方 http://oshiete1.goo.ne.jp/qa3048059.html)がありますが、より詳しく解説します。

高周波での利得が低下する主な原因として以下のものがあります。

(1) OPアンプのスルーレートの制限によるもの(大振幅)
(2) OPアンプのオープンループ利得の低下によるもの(小振幅)
(3) OPアンプの入力容量や帰還抵抗の寄生容量によるもの

(1) スルーレートとは、1μs の時間あたり、どれくらいの電圧変化まで出力できるかという...続きを読む

Q計算値と理論値の誤差について

交流回路の実験をする前に、ある回路のインピーダンスZ(理論値)を計算で求めたあと、実験をしたあとの測定値を利用して、同じ所のインピーダンスZ(計算値)を求めると理論値と計算値の間で誤差が生じました。
そこでふと思ったのですが、なぜ理論値と計算値の間で誤差が生じるのでしょうか?また、その誤差を無くすことはできるのでしょうか? できるのなら、その方法を教えてください。
あと、その誤差が原因で何か困る事はあるのでしょうか?
教えてください。

Aベストアンサー

LCRのカタログ値に内部損失や許容誤差がありますが、この誤差は
1.Rの抵抗値は±5%、±10%、±20% があり、高精度は±1%、±2%もあります。
2.Cの容量誤差は±20% 、+50%・ー20% などがあり
3.Lもインダクタンス誤差は±20%で、
3.C・Rは理想的なC・Rでは無く、CにL分、Lに抵抗分の損失に繋がる成分があります。
これらの損失に繋がる成分は、試験周波数が高くなると、周波数依存で増大します。
また、周囲温度やLCRの素子自身で発生する自己発熱で特性が変化します。
測定器や測定系にも誤差が発生する要因もあります。
理論値に対する測定値が±5%程度発生するのは常で、実際に問題にならないように、
LCRの配分を工夫すると誤差やバラツキを少なく出来ます。
 

Q周波数特性の利得の低下について

トランジスタの周波数特性についてお尋ねしたいことがあります。

周波数特性は台形のような形をしているのですが、低域周波数帯と高域周波数帯で利得が低下する原因が分かりません。
初心者でも分かるように簡単に説明してくれませんか?。よろしくお願いします。

Aベストアンサー

トランジスタの増幅回路で入力や出力の結合部分にコンデンサを使うことが一般的ですがこれが原因で増幅度が小さくなる事は有ります。

つまり
信号源→コンデンサ→増幅回路入り口
と言う場合コンデンサのリアクタンスは1/ωCで計算されますがここでω=2Πfですから周波数fが下がればリアクタンスが大きくなって結合が弱まりますね。また補正のためにエミッタアース間にもコンデンサを入れる事が多いですがこれは周波数が低くなると負帰還が多くなり増幅度は下がります。

逆に周波数が非常に高くなるとベース、エミッタ、コレクタ、各電極の配線などの浮遊容量などによって増幅度を下げる方向に作用します。
殊更高くなると半導体内部の電荷の移動時間すら問題になります。

QオペアンプのGB積

オペアンプの周波数特性にてGB積を求めたいのですが、求め方がよくわかりません。
GB積=電圧利得A(倍率)×周波数f(Hz)
で求めたのですが、それぞれがばらばらの値で、一定になりません。
色々調べるとGBは一定の値をとる。となっています。

良く分かりません。よろしくお願いします。

Aベストアンサー

「×GEIN」→「○GAIN」でスペルミスです.寝ぼけていてゴメン.
お詫びに図で説明を;
図はオーディオ用のuPC4570の電圧利得対周波数特性です.
http://www.necel.com/nesdis/image/G10528JJ8V0DS00.pdf
赤線は電圧利得 Av=80dB(1万倍)のときで周波数 f≒1.3kHzとなり,GB積≒1.3*10^07.
青線は電圧利得 Av=40dB(100倍)のときで周波数 f≒120kHzとなり,GB積≒1.2*10^07.
黒線は電圧利得 Av=0dB(1倍)のときで周波数 f≒7MHzとなり,GB積≒7*10^06.
Av=0dBの周波数ゼロクロス周波数と呼び,データシートに記載があります.

とゆうように,適当な電圧利得を選び,そこから水平に線を引いて電圧利得対周波数特性との交点を求め,その時の周波数と電圧利得を掛ければGB積が算出できます.


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